电子科技大学
硕士学位论文
超短波电台零中频接收机设计与实现
姓名：王立
申请学位级别：硕士
专业：电子与通信工程
指导教师：张扬;彭守富
20071115
摘要
摘要
近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，分析零中频结构可能存在的问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。
．，首先，对超外差接收机与零中频接收机作一个简单的对比，提出零中频接收机对系统设计带来的好处。
第二，对零中频接收机存在的主要问题规类，对每种类型产生的问题具体分析，分析其形成的原因。
第三，对零中频接收机存在的问题，根据当前技术情况提出一些合理的解决措施，分析零中频接收机的关键技术。
最后，结合芯片提出零中频接收机设计与实现方式，测试方法以及数据分析。在仿真设计的基础上，研制成功了超短波电台零中频接收机，指标满足设计要求。关键词：超外差、零中频、直接变频、直流漂移、低频噪声、本振泄漏、偶次失真、Ｉ／Ｑ失配
ＡＢＳＴＲＡＣＴ
ＡＢＳＴＲＡＣＴ
ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｐｒｏｄｕｃｔｓ
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Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＩＦ）ｒｅｃｅｉｖｅｒｆｅａｔｕｒｅｓｓｍａｌｌｖｏｌｕｍｅ，ｌｏｗｃｏｓｔ，ａｎｄｅａｓｙｔｏｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ，ｉｔｈａｓｂｅｃｏｍｅａｎａｔｔｒａｃｔｉｖｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｆｏｒＲＦｒｅｃｅｉｖｅｒａｎｄｂｅｅｎｗｉｄｅｌｙｉｎｔｅｒｅｓｔｅｄｂｙｗｉｒｅｌｅｓｓｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｄｏｍａｉｎ．ＴｈｉｓＰａｐｅｒｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓｔｈｅｐｅｒｆｏｆｉｎａｎｃｅａｎｄｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｅｓｏｆｓｕｐｅｒｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅａｎｄｚｅｒｏＩＦｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，ａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅｐｏｔｅｎｔｉａｌｐｒｏｂｌｅｍｓｏｆＺｅｒＯＩＦｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ａｎｄｐｒｏｖｉｄｅｓｔｈｅｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄａｎｄｒｅｌａｔｅｄｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｆｏｒｚｅｒｏＩＦｒｅｃｅｉｖｅｒ．
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Ｋｅｙｗｏｒｄ：ＳｕｐｅｒＨｅｔｅｒｏｄｙｎｅ、Ｚｅｒｏ—ＩＦ，Ｄｉｒｅｃｔ—Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ，ＤＣＯｆｆｓｅｔ，ＦｌｉｃｋｅｒＮｏｉｓｅ，ＬＯＬｅａｋａｇｅ，Ｅｖｅｎ—ＯｒｄｅｒＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ，Ｉ／ＱＭｉｓｍａｔｃｈ，
独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。
签名：．圭垒。／’
日期：训７年ｌｏ，ｑ如日
关于论文使用授权的说明
本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。
（保密的学位论文在解密后应遵守此规定）
签名：尘垒＝：！．．导师签名：，日蒡｜ｊ：．渺７年，。月伽日
第一章概述
＇帚一早僦尬第一章概述
１．１引言
近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，分析零中频结构可能存在的问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术ＩｌＪ。
１．２超外差接收机
超外差（ＳｕｐｅｒＨｅｔｅｒｏｄｙｎｅ）体系结构自１９１７年由Ａｒｍｓｔｒｏｎｇ发明以来，已被广泛采用。图１－１为超外差接收机结构框图。在此结构中，由天线接收的射频信号先经过射频带通滤波器（ＲＦＢＰＦ）、低噪声放大器（ＬＮＡ）和镜像干扰抑制滤波器（ＩＲＦｉｌｔｅｒ）后，进行第一次下变频，产生固定频率的中频（ＩＦ）信号。然后，中频信号经过中频带通滤波器（ＩＦＢＰＦ）将邻近的频道信号去除，再进行第二次下变频得到所需的基带信号。低噪声放大器（ＬＮＡ）前的射频带通滤波器衰减了带外信号和镜像干扰。第一次下变频之前的镜像干扰抑制滤波器用来抑制镜像干扰，将其衰减到可接受的水平。使用可调的本地振荡器（Ｌ０１），全部频谱被下变频到一个固定的中频。下变频后的中频带通滤波器用来选择信道，称为信道选择滤波器。此滤波器在确定接收机的选择性和灵敏度方面起着非常重要的作用。第二下变频是正交的，以产生同相（Ｉ）和正交（Ｑ）两路基带信号【１Ｊ。
超外差体系结构被认为是最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。由于有多个变频级，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。但镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Ｑ值带通滤波器，它们只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸。
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目前，要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在很大的困难。因此，超外差接收机的单片集成因受到工艺技术方面的限制而难以实现‘¨。
篓粪选择爰羹喜放大器柔磊本振中放’“嘉曩滤波柔主本振中频滤波
图１－１二次变频超外差式接收机原理图
这种结构被普遍采用是有原因的。我们知道，天线接收到的信号频率很高而信道带宽又很小，如果要直接滤出所需信道，滤波器的Ｑ值将是一个天文数字，再加上高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在高频直接对信号进行解调是不现实的，至少目前的技术水平还无法满足这一要求。使用混频器将高频信号搬到一个低得多的中频频率后再进行信道滤波、放大和解调解决了高频信号处理所遇到的困难，但是又引入了另一个严重的问题，这就是所谓的镜像频率干扰：当两个信号的频率与本振（ＬＯ）信号频率差的绝对值相等但是符号相反，或者说它们在频率轴上对称地位于本振信号的两边，那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号，另一个是干扰信号，那么干扰信号所在的频率就称为镜像频率，这种经过混频后的干扰现象通常被称为镜频干扰。为了抑制镜频干扰，普遍采用的方法是利用天线后面的滤波器滤除镜像频率成份。但是同样地，由于该滤波器工作在高频，其滤波效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，信号与镜频相距较远，那么镜频成份就受到较大的抑制；反之，如果中频频率较低，信号与镜频相隔不远，滤波的效果就较差。但另一方面，由于信道选择在中频进行，基于同样的理由，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高。于是镜频抑制与信道选择形成了一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。在一些要求较高的应用中，常常使用两次或三次变频来取得更好的折裂引。
依靠考虑周到的中频频率选择和高品质的射频（镜像抑制）和中频（信道选择）滤波器，一个精心设计的超外差接收机可以达到很高的灵敏度、选择性和动态范围，因此长久以来成为了事实上的唯一选择ＩｌＪ。２
第一章概述
１．３零中频接收机
并不是所有人都对这种小心翼翼地选择中频频率和滤波器的设计方式感到满意。大约在超外差结构出现６年之后，有人提出了一种把本振频率设成与信号频率相同，将高频信号通过变频直接搬移到零频率的接收机结构。与超外差接收机相比，这种被称为直接变频（Ｄｉｒｅｃｔ．Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）或零中频（Ｚｅｒｏ．ＩＦ）的结构至少有两个优点：（１）中频频率为零，不存在镜像干扰问题；（２）信道选择在低频进行，只需要使用低通滤波器。然而，可能是遇到了多次的失败，我们的先驱们并没有实现零中频的理想，在很长的一段时期内，这种结构都无人问津【２】。
由于零中频接收机不需要片外高Ｑ值带通滤波器，可以实现单片集成，而受到广泛的重视。图１．２为零中频接收机结构框图。其结构较超外差接收机简单许多。接收到的射频信号经滤波器和低噪声放大器放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基带信号。由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号，而信道选择和增益调整在基带上进行，由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成【ｌ】。
零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会【１】。
不过零中频结构存在着直流偏差、本振泄漏和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提【ｌ】。
二十世纪七、八十年代，微电子和通信技术出现了革命性的发展，集成电路和个人数字通信系统开始改变人们的生活方式。１９７４年Ｍｏｔｏｒｏｌａ推出了第一个现代意义上的寻呼机（Ｐａｇｅｒ），此后寻呼系统的发展一度风靡全球。寻呼机、手机这类个人通信装置由于随身携带，所以必须做到体积小、重量轻，并且非常省电。为了达到这些目的，设计者们绞尽了脑汁。大家的共识是尽量利用集成电路技术，将电路元件做在芯片内部，也就是提高电路的集成度【２】。
１９８０年，第一个实用的零中频寻呼机终于诞生，这也是第一个小型化的个人数字通信接收机。其工作原理如图１．２所示。接收到的高频信号经过一对正交混频器（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＭｉｘｅｒ）变频后产生两个正交的零中频信号Ｉ和Ｑ，这两个信号随后被低通滤波和限幅放大。由于使用简单的二进制ＦＳＫ调制，最后的解调过程
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甚至可以用一个Ｄ触发器来完成。在大量改进的基础上，Ｐｈｉｌｉｐｓ在其ＵＡＡ２０８０系列寻呼机中成功地应用了零中频结构。３２引脚的芯片中包含了低噪声放大器、正交混频器、信道选择滤波器、限幅放大器、ＦＳＫ解调器以及本振及带隙参考源等电路模块，接收机灵敏度等指标与超外差式相比并不逊色，而片外元件总数不到４０个，其中绝大多数是电容电阻。要知道，即便是数字电路芯片也需要一定数量的外围元件【２】。
图１－２第一个零中频寻呼机原理图４
第二章零中频接收机的结构分析
第二章零中频接收机的结构分析
不知不觉，寻呼业的热潮开始消退，但零中频结构却魅力凸显，面对个人移动通信的汹涌浪潮，人们开始尝试将它用到手机中，但是这次奇迹并没有再现。大量的研究和实践为我们揭示了症结所在。
２．１直流漂移（ＤＣＯｆｆｓｅｔ）
零中频结构最根本的问题在于信号一开始就被搬移到直流频段，这虽然是设计者所希望的，因为可以节省很多价格不菲的元件，但不幸的是这一频段很不“干净”，因此信号还没来得及获得足够的增益就被很强的低频干扰和噪声“污染’’了。一个最广为人知的问题是本振信号的泄漏所引起的直流漂移。由于在电路中总是存在一些寄生的元件，信号与信号之间不可能做到完全隔离，总有一部分信号会发生泄漏。在一个实际的无线接收机中，本振信号可以漏到混频器的射频信号输入端，进而通过隔离度有限的低噪声放大器到达接收天线。在这条通路上，一部分泄漏的信号会被反射回来而与接收的有用信号混杂在一起，并重新回到混频器的输入端，再经过频谱搬移出现在直流频段。这种泄漏后的本振信号与本振信号自身相混频的现象被称为“自混频”。我们看到，由于零中频接收机的输入信号频率与本振信号频率相同，在混频器的中频输出端除了所需要的零中频信号之外，还混杂了一个不需要的直流分量或直流漂移。为了使混频电路具有一定的增益，本振信号的幅度或功率通常都会选得比较大，即使经过了泄漏和反射路径上的大幅衰减，最后所造成的直流漂移仍然可以轻易地淹没有用信号【２】。
自混频所引起的漂移并不是恒定不变的，接收机周围环境的变化会导致被反射回来的泄漏信号的大小发生起伏，表现为直流漂移的时变性。引起直流漂移的原因还有电路元件的不匹配性及其偶次非线性１２】。
直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频（Ｓｅｌｆ－Ｍｉｘｉｎｇ）引起的。泄漏的本振信号可以分别从低噪放的输出端、滤波器的输出端及天线端反射回来，或泄漏的信号由天线接收下来，进入混频器的射频口。它和本振口进入的本振信号相混频，差拍频率为零，即为直流，如图２．１所示。同样，进入低噪放的强干扰信号也会由于混频器的各端口隔离性能不好而漏入本振口，反过来和射频口来的强干扰相混频，差频为直流，如图２．２所剩１｜。
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图２－１本振泄漏自混频
图２－２干扰自混频
这些直流信号将叠加在基带信号上，并对基带信号构成干扰，被称为直流偏差。直流偏差往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时大的直流偏差可能使混频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号【Ｉ】。
经过上述分析，我们可以来估算自混频引起的直流偏差。假设在图２—１中，由天线至Ｘ点的总增益约为１００ｄＢ，本振信号的峰峰值为０．６３Ｖ（在５０Ｑ中为０ｄＢｍ），在耦合到Ａ点时信号被衰减了６０ｄＢ。如果低噪放和混频器的总增益为３０ｄＢ，则混频器输出端将产生大约７ｍＶ的直流偏差。而在这一点上的有用信号电平可以小到３０１．ｔＶｒｍｓ。因此，如果直流偏差被剩余的７０ｄＢ增益直接放大，放大器将进入饱和状态，失去对有用信号的放大功能。
当自混频随时间发生变化时，直流偏差问题将变得十分复杂。这种情况可在下面的条件下发生：当泄漏到天线的本振信号经天线发射出去后又从运动的物体反射回来被天线接收，通过低噪放进入混频器，经混频产生的直流偏差将是时变６
第二章零中频接收机的结构分析
的。
由上述讨论可知，如何消除直流偏差是设计零中频接收机时要重点考虑的内容。
２．２低频噪声（闪烁噪声ＦｌｉｃｋｅｒＮｏｉｓｅ）
直流频段另一个令人头痛的问题是低频噪声。最常见的低频噪声为闪烁噪声（ｆｌｉｃｋｅｒｎｏｉｓｅ），也常被称为１／ｆ噪声，因其功率谱密度近似正比于频率的倒数而得名。闪烁噪声存在于所有的有源器件和一些电阻中，主要是由半导体的一些缺陷引起的【ｚ．。
有源器件内的闪烁噪声又称为噪声，其大小随着频率的降低而增加，主要集中在低频段。与双极性晶体管相比，场效应晶体管的噪声要大得多。闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比。通常零中频接收机的大部分增益放在基带级，射频前端部分的低噪放与混频器的典型增益大约为３０ｄＢ。因此有用信号经下变频后的幅度仅为几十微伏，噪声的影响十分严重。因此，零中频结构中的混频器不仅设计成有一定的增益，而且设计时应尽量减小混频器的噪声【１Ｊ。
图２．３所示的谐波混频器中晶体管Ｍ１和Ｍ２由射频差分信号ＶＩｆ＋和Ｖ水驱动，Ｍ１和Ｍ２是噪声的主要来源，注入电流１０的作用是减少晶体管Ｍ１和Ｍ２中的电流，从而减小噪声。
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图２．３ＣＭＯＳ谐波混频器
２．３本振泄漏（ＬＯＬｅａｋａｇｅ）
零中频结构的本振频率与信号频率相同，如果混频器的本振口与射频口之间的隔离性能不好，本振信号就很容易从混频器的射频口输出，再通过低噪声放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻道的干扰，图２．４给出了本振泄漏示意图。本振泄漏在超外差式接收机中不容易发生，因为本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频带以外【１１。
ＬＯ
Ｌｅａｋａｇｅ
Ｌ０图２４零中频本振泄漏示意图
第二章零中频接收机的结构分析
２．４偶次失真（Ｅｖｅｎ－ＯｒｄｅｒＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）
典型的射频接收机仅对奇次互调的影响较为敏感。在零中频结构中，偶次互调失真同样会给接收机带来问题。如图２—５所示，假设在所需信道的附近存在两个很强的干扰信号，ＬＮＡ存在偶次失真，其特性为
ｙ（ｔ）＝ａｌｘ（ｔ）＋ａ２ｘ２（ｔ）
若（２—１）
ｘ（ｔ）＝４ｃｏｓｃｏｌｔ＋４ｃｏｓｃ０２ｔ（２—２）
则ｙ（ｆ）中包含口：４４ｃｏｓ（ｃｏｚ一嘎）ｆ项，这表明两个高频干扰经过含有偶次失真的ＬＮＡ将产生一个低频干扰信号。若混频器是理想的，此信号与本振信号ｃｏｓｃｏＬＤｔ混频后，将被搬移到高频，对接收机没有影响。然而实际的混频器并非理想，ＲＦ口与Ⅲ口的隔离有限，干扰信号将由混频器的ＲＦ口直通进入巧口，对基带信号造成干扰【１１。
Ｏ
图２．５强干扰信号在偶次失真下产生的干扰
偶次失真的另一种表现形式是，射频信号的二次谐波与本振输出的二次谐波混频后，被下变频到基带上，与基带信号重叠，造成干扰，变换过程如图２－６所不ｏ９
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图２－６射频信号在偶次失真下产生的干扰
这里我们仅考虑了ＬＮＡ的偶次失真。在实际中，混频器ＲＦ端口会遇到同样问题，应引起足够的重视。因为加在混频器ＲＦ端口上的信号是经ＬＮＡ放大后的射频信号，该端口是射频通路中信号幅度最强的地方，所以混频器的偶次非线性会在输出端产生严重的失真【１１。
偶次失真的解决方法是在低噪放和混频器中使用全差分结构以抵消偶次失真。
２．５ｌ／Ｑ失配（Ｉ／ＱＭｉｓｍａｔｃｈ）
采用零中频方案进行数字通信时，如果同相和正交两支路不一致，例如混频器的增益不同，两个本振信号相位差不是严格的９００，会引起基带Ｉ／Ｑ信号的变化，即产生Ｉ／Ｑ失配问题。以前Ｉ／Ｑ失配问题是数字设计时的主要障碍，随着集成度的提高，№失配虽已得到相应改善，但设计时仍应引起足够的重视［１１。
２．６对策和无奈
直流漂移和低频噪声是零中频接收机的致命伤，但是在寻呼机中却没有造成大的伤害，原因在于传统寻呼系统使用了简单的二进制ＦＳＫ调制方式。从频谱上看，仅有少量的信号能量存在于中心频率附近，如图２。７所示，经过混频之后，可以牺牲这部分能量而使用电容隔直流的办法将大部分的直流漂移和低频噪声滤除，这也就是零中频寻呼机所采取的对策，事实证明它非常有效。然而在象ＧＳＭ１０
第二章零中频接收机的结构分析
这样的系统中，情况就完全不同了，为了提高频谱的利用效率，ＧＳＭ采用了ＧＭＳＫ调制。如图２．８所示，ＧＭＳＫ信号中心频率附近能量十分集中，使用简单隔直流的方式将对信号造成严重破坏‘２１。
看起来，直接变频到零中频的设想并不是一条畅通无阻的捷径。
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图２．７二进制ＦＳＫ信号频谱
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频率（ＫＨｚ）图２－８二进制ＧＭＳＫ信号频谱
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第三章零中频接收机关键技术
面对存在的困难，仍然有人知难而上，力求攻克以直流漂移为主的种种难题；也有人穷则思变，力图绕过重重障碍，另辟蹊径以达到零中频所要达到的目的，在这两个方面都取得了一定的成果。
３．１直流漂移的消除
３．１．１交流耦合（ＡＣＣｏｕｐｌｉｎｇ）
根据直流漂移的成因，可以大致把它分成两类。第一类主要是由上文提到的本振信号的自混频所引起，它是时变的动态漂移；第二类则是由于电路元件的误差和失配所引起的直流工作点的漂移，相对来说，它是一种静态的漂移，可以通过一些微调措施来解决。（实事上，元件的不匹配将导致偶次失真，同样会产生随输入信号幅度而变化的直流成份。但是由于信号本身相当微弱，与自混频效应相比，这种直流漂移量相对较弱。）
将下变频后的基带信号用电容隔直流的方法耦合到基带放大器，以此消除直流偏差的干扰。对于直流附近集中了比较大能量的基带信号，这种方法会增加误码率，不宜采用。通过ＡＣ耦合的方式去除直流分量，比如高通滤波器。但是，对于某些调制方式（如ＣＣＫ）的数字信号来说，其频率分量主要集中于直流点附近。这样的信号通过高通滤波器，如果滤波器的截止频率（ｃｕｔｏｆｆｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）不够低，那么，数字信号所携带的信息将会严重损失。仿真表明，在不计噪声和频率偏移的条件下，高通滤波器的截止频率必须小于数据率（ｄａｔａｒａｔｅ）的Ｏ．１％，信号损失才可以忽略。同时，由于高通滤波器的截止频率很低，电容需要设计很大，会增加很多版图面积。另外，大电容的精度也是一个问题。
因此减少直流偏差干扰的有效方法是将欲发射的基带信号进行适当的编码并选择合适的调制方式，以减少基带信号在直流附近的能量。此时可以用交流耦合的方法来消除直流偏差而不损失直流能量。缺点是要用到大电容，增大了芯片的面积【¨。１２
第二章零中频接收机关键技术
３．１．２谐波混频（ＨａｒｍｏｎｉｃＭｉｘｉｎｇ）
针对自混频现象产生的根源，人们提出使用二次谐波混频作为解决方案。谐波混频与普通混频的区别在于，它所产生的中频频率是输入信号频率与本振频率某次谐波２＿５，如果用岛，五Ｄ和厶分别表示射频信号、本振和中频频率，那么在二次谐波混频中它们的关系是
厶＝１２×厶一名ｌ（３—１）
这样，本振信号的泄漏和反射在混频器中频输出端所产生的自混频信号频率仍然是疋疗，而不是直流。图３－１给出了一个二次谐波混频的电路原理图，根据文献报道，它可以将自混频引起的直流漂移抑制到噪声水平。但这里的问题是，由于使用谐波分量，电路的增益和噪声性能均有所下降，因而限制了其应用。
图３－１一个二次谐波混频电路
谐波混频器的工作原理如图３．２所示。本振信号频率选为射频信号频率的一半，混频器使用本振信号的二次谐波与输入射频信号进行混频。由本振泄漏引起的自混频将产生一个与本振信号同频率的交流信号，但不产生直流分量，从而有效地抑制了直流偏差。
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ｆＬｏｆ阡
ｆＬｏ＝ｆ存／２
图３－２谐波混频器工作原理
图２—３给出一个ＣＭＯＳ谐波混频器，本振信号的二次谐波可通过ＣＭＯＳ晶体管固有的平方律特性得到。晶体管Ｍ３和Ｍ４组成的电路将差分本振电压Ｖｌｏ＋和Ｖｌｏ．转换为具有二次谐波的时变电流，本振信号的基频和奇次谐波在漏极连接处被抵消，产生谐波混频器所需的本振信号的二次谐波电流，实现谐波混频ｎ１。３．１．３漂移去除（ＯｆｆｓｅｔＣａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）
无线通讯协议里，规定有等待时段（ｉｄｌｅｔｉｍｅ），在此时段，只发送载波，不发送信号。可以在此期间测量接收通路上的直流漂移量，并储存在电容上。正常接收信号时，再从信号中减去这部分漂移量。
实现前提是协议中规定有发送等待时段，检测时段和信号处理时段的工作环境完全一致，或者相差无几。普通情况下，检测与信号处理的时间相差不过若干秒，基本可以保证工作环境的一致，所以这个方案是可行的。当然需要得到通讯协议支持，如果在每一帧（ｆｒａｍｅ）前加入等待时段，会比较完美地保证直流漂移量测量符合实际。
发生直流点漂移的地方处于混频器的输出，基带信号处理模块的输入点。无论直流漂移产生的原因是什么，它对于这个节点的影响可以从两种现象进行分析：１）共模电压漂移，２）差模电压漂移。１４
第三章零中频接收机关键技术
—＝
图３－３直流漂移自校正电路
如图３—３所示，假设后继电路为增益控制模块（ＶＧＡ），直流漂移发生点为圪＋和圪一。其共模电压漂移和差分电压漂移两个分量会在ＶＧＡ模块的输出点引起相应的直流偏移分量（圪和屹），有：
ｙ：墨匕业±！幺匕Ｃ＾（３－２）
（３－３）圪＝￥吃件一￥‰一
式中，
￥吃件＝吃件一圪（３－４）
￥‰一＝‰一一圪（３－５）圪是在输入电压％＋和圪一未发生直流漂移时相应输出点‰和‰一的直流电平。
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自校正方案的目的就是指直接将直流偏移分量屹和圪减小至零，同时，尽量减少对临近频域信号的影响。
如［虱３－３所示，自校正电路由直流漂移校正模块（ｄｃ
差分对Ｍ１和Ｍ２组成。设定ｄｃｏｆｆｓｅｔｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）和ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块的共模增益４，差模增益４；差分对共模增益Ａ，差模增益Ｂ。下面推导自修正电路的工作过程【１２】。３．１．３．１对共模电压漂移的抑制
Ｄｃｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块的输入圪蚺和圪卅共模电压分量为圪，设起始吃件
ｏｆｆｓｅｔ和‰卜共模电压分量为Ｋ（Ｏ），那么，经过ｄｃｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块放大
亟掣奠：４圪（ｏ）（３－６），’ｏｏ＼，
再经过差分对Ｍ１和Ｍ２反馈回输入点，得到此时的共模电压分量圪（１），有圪（１）：Ａ掣：ＭＫ（。）
ｏｆｆｓｅｔ（３＿７）圪（１）继续经过模块ｄｃ
此可以得到ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ和差分对Ｍ１、Ｍ２反馈得到圪（２），如
圪（刀）＝（Ｍ）”ｖｃ（ｏ）（３—８）
当Ｍ＜１时，圪（ｎ）专０。即当条件满足时，自修正电路可以成功地抑制共模电压漂移分量【１加。
３．１．３．２对差模电压漂移的抑制
类似于对共模电压抑制的推导，设起始圪小和圪们差模电压分量为％（ｏ），那么，经过ｄｃｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块放大
（‰＋一‰一）＝鸣圪（０）（３—９）
再经过差分对Ｍ１和Ｍ２反馈回输入点，得到此时的差模电压分量Ｖａ（１），有
％（１）＝Ｂ（‰＋一圪。～）＝ＢＡａＶｄ（０）（３—１０）
第三章零中频接收机关键技术
这是一个负反馈过程。如果‰出现一个增量巧（ｏ），那么，差分对反馈回
Ｂ４屹（０），如此再继续发生负反馈过程，得到：
％（刀）＝（Ｂ鸣）”％（ｏ）（３—１１）
当Ｂ４＜１时，圪寸０，可以保证‰，的输出增量趋近于Ｏ。差模电压漂移的分
量可以很好地得到抑制。
实际电路中，还要考虑自校正电路的频率响应ｆ（ｓ）。这里处理的是直流漂
移，故其频率响应必须保证直流点信号的增益，且尽量减少对临近频域的影响。
所以，ｆ（ｓ）应该设计为低通滤波器的频率响应形式ｆ（ｓ）＝ＩＰ（ｓ），Ｐ（ｓ）为
关于ｓ的多项式。那么，整个修正过程可以表示为：
圪＝［酱卜，
圪《黹卜，
进行直流漂移修正时，开启ｄｃｏｆｆｓｅｔ仔蚴ｍｍｃｏｌｌｒｅｃｔｉｏｎ电路，检测‰＋和‰一上的直
流漂移量，通过自校正电路，消除直流点附近频段上的信号。并且通过电容记录
最后的‰＋和‰一。
正常信号处理过程中，ｄｃｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块不工作，保持输出‰＋和‰一电
压不变，自校正过程停止。这种模式下，‰＋和‰，一上的直流漂移将被抑制，且
附近频域上的信号受到的影响非常小。不过，这必须满足一个条件，即信号时段
和预处理时段出现的直流漂移量基本一致。为了实现这个条件，‰＋和‰一必须
适时刷新【１２１。
３．２接收机结构的改进与创新
无镜频干扰、无需高Ｑ值中频滤波器，这是零中频接收机之所以具有吸引力
的根本原因。我们完全不必拘泥于结构细节而去寻求实现这些特点的更有效的途１７
电子科技大学丁程硕士学位论文
径。于是，我们看到了所谓的低中频（ＬｏｗＩＦ）和类零中频的接收机结构。
３．２．１低中频接收机
为了降低对中频滤波器的要求同时又尽量避免直流漂移和低频噪声的影响，
可以考虑将中频选择在较低但非零的频率上，这就是所谓的低中频接收机。如前
文所述，降低中频频率的直接后果是加大了镜像频率的抑制难度。利用高Ｑ值的
射频滤波器滤除镜频的做法显然有违设计者的初衷，同时也是不太实际的。因此
低中频接收机普遍采用了正交的镜频抑制混频器和多相滤波器，这两者都是利用
信号和镜像干扰经过混频之后存在的相位差异来区分信号和干扰的。镜频的抑制
度对两条正交通路的幅度和相位匹配情况非常敏感，这在一定程度上影响了接收
机的性能；多相滤波器常用ＲＣ网络实现，对镜频抑制有显著帮助，但对信号有
衰减，幸而在这之前信号已经被初步放大，ＲＣ网络造成的影响并不严重【２】。
３．２．２二次变频宽中频（Ｄｕａｌ．Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ
机ｗｉｔｈＷｉｄｅｂａｎｄＦｉｒｓｔＩＦ）接收
这种接收机在第一次变频时将整个信号频段搬移到一个较高的中频，第二次
变频输出是零中频，而信道选择就在第二中频通过低通滤波实现。为抑制镜频，
两次变频都使用了所谓的复混频（ＣｏｍｐｌｅｘＭｉｘｉｎｇ）技术，这与低中频接收机的
镜频抑制原理是基本相同的，也就是在混频过程中保留了信号的相位信息，最终
获得镜像干扰的同相和反相信号，相加后使之相互抵消，而有用信号则相互增强
【２】
ｏ
３．２．３二次变频滑变高中频（Ｄｕａｌ－ＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎｗｉｔｈＳｌｉｄｉｎｇＨｉｇｈＦｉｒｓｔＩＦ）
接收机
据了解这种结构（见图３—４）是在１９９８年的国际固态电路会议（ＩＳＳＣＣ）上
提出来的，很凑巧，当时它也是应用在寻呼机中。与低中频和宽中频接收机不同，
这里的第一中频频率较高，而且是变化的。具体来说，它的第一本振频率设在射
频信号频率的４／５处，因而第一中频频率等于射频信号频率的１／５，即ｆｌＦｌ＝
０．２ｆＲＦ；第二中频为零，即第二次变频为直接变频。换句话说，第二本振频率（也就是第一中频频率）等于第一本振频率的１／４。基于这种关系，第二本振可以将
第三章零中频接收机关键技术
第一本振四分频后得到，四分频的结果是自然地获得了第二本振所需要的正交信
号，从而省却了额外的正交信号发生电路。下面我们来看一下镜频抑制、中频滤
波和直流漂移等方面的情况。
—＝
图３４二次变频滑变高中频接收机结构框图
０．２ｆＲＦ的第一中频使射频信号与镜像干扰之间的距离达到了０．４ｆＲＦ，在一些
情况下镜频抑制甚至仅靠射频电路自身的调谐特性即可，而不必增加任何滤波电
路。与零中频接收机一样，第二次的直接变频使得中频信道选择变得十分简单，
只需要低通滤波器就能完成。与零中频不同的是，信号在第一中频可以获得较大
的增益，由第二次混频所引起的直流漂移和低频噪声对信噪比的影响则大为降低
【２】
ｏ
３．３双正交零中频方案
天线接收到的信号通过一低噪声放大器（ＬＮＡ）后，分为Ｉ、Ｑ两路通道分别
与频率为载波频率的两正交的Ｌ０信号进行混频，直接下变频到基带，其后一低通
滤波器滤除上变频分量，再通过放大器和抗混迭滤波器后，然后对其采样，进行
ＤＳＰ处理。图３—５是其频域示意图（为简单起见，图中略去低通滤波器）【９１。１９
电子科技大学工程硕十学位论文
１、２为需要
的ＲＦ信号桃血相▲叶Ｊ．广一一１
Ｒ位
Ｑ相位
图３．５单正交零中频拓扑结构频域示意图
从图３．５中，可以看出，虽然零中频没有镜像信号，但它并没有解决镜像抑
制问题，因为它带来了自身镜像问题，从图中可以看出，信号与其自身的镜像混
迭，从而无法分开。采用两正交通道，从而给信号解调提供了另一个相位上的维
度，这样解调可以通过某种检测角度的算法如ＣＯＲＤＩＣ算法来实王见【９１。
尽管零中频具有高集成和低功耗的优点，但这种结构采用正交通道，而零中
频的性能优劣很大程度上取决于正交通道的匹配性。在模拟电路中，良好的匹配
是很难达到的，这限制了零中频的应用，在这种匹配中，ＬＯ的９０度相移相位的
匹配尤为重要，由于是零中频，本振ＬＯ的频率和载波频率相同。而在高频下，
相移网络的相位误差较大，这使得镜像抑制的性能下降，从而使得接收机的总体
性能下斛９１。
在零中频应用中，一般情况下，为达到所需要的镜像抑制比，往往需要相移
误差小于３度。由于在零中频中，ＬＯ为载波频率，所以ＬＯ频率较高，而在高频
下想实现这样小的相移误差是比较困难的，这需要复杂的片外调整才能做到。而
现在一种新的中频拓扑结构，称为双正交零中频结构，对ＬＯ相移网络的相位误
差是不敏感的，从而极大提高了零中频结构的性能【９】。
新的拓扑结构是以图３－６的双正交下变频取代图３—５中的单正交下变频结构。
ＬＮＡ之后的ＲＦ信号通过９０度相移网络（Ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｎｅｔｗｏｒｋ）后分为两正交信号，
再分别与两正交ＬＯ信号混频直接下变频到基带，如图３－６所示【９Ｊ。
第三章零中频接收机关键技术
Ｉ相位
１、２为需要
的ＲＦ信号２丘‘
Ｑ相位
图３．６双正交零中频拓扑结构及其频域示意图
下面我们用复信号处理的方法来推导两种零中频结构的镜像抑制比（ＩＲＲ）。
３．３．１单正交零中频
对单正交零中频，若ＬＯ之间相移误差为Ａ０，即有
置Ｄ，＝ｃｏｓ（ｗｗｔ）
Ｘ啦＝ｓｉｎ（ｃｏＬ０ｔ＋ＡＯ）
复信号表达为（３－１４）（３－１５）
ｃｏｓ（吮棚＋埘ｎ（吼ｏｔ＋Ａ０）＝三（１＋∥）Ｐ蚴＋ｌ（１－ｅ－ｊａ口）Ｐ—Ｍ（３＿１６）
设输入信号为ｃｏｓ（ｃｏ肚ｔ），复信号表达即为
二（Ｐ腑‘＋ｅ－ｊａＪ舻‘）＾、，
则混频输出为
圭（ｇ附＋矿蚶）・巴（１＋扩勺产Ｄｆ＋ｌ（１－ｅ－ｍ）矿础］２１
电子科技大学‘【程硕士学位论文
滤除上变频分量得到
丢［（１＋扩口）Ｐ。（％吨办＋（１一∥鲫）∥％一％）ｆ
可见，上式有两项，一项为所需要的信号
三（１＋ｅｊａｅ）口√‰咆砂
另一项为镜像信号
去（卜∥的）∥‰吨办
镜像抑制比（ＩＲＲ）定义为信号功率ＰＲ与镜像信号功率ＰＩＭ的比值，即
ＩＲＲ＝１０ｌｇ（ＰＲ／Ｐ，＾，）＝２０Ｉｇ（１＋ｅｊＡｏ／１－－ｅ－Ｊａｐ［）
得（３—１７）
ＩＲＲ划ｔｇ篙篇（３－１８）
３．３．２双正交零中频
对双正交零中频，在失配情况下，假设ＲＦ相移网络和ＬＯ相移网络得相移
误差分别为△０１及Ａ０２，设信号为
义肚２ｃｏｓ（ｃｏ肛ｔ）（３—１９）
通过移项网络后得到
ｃ。ｓ（％Ｆｆ）一／ｓｉｎ（仞ｂｆ＋△幺）：ｉ１（１一Ｐ弘Ｂ）Ｐ豇虹‘＋ｌ（１．＋ｅ－ＪＡ岛）Ｐ一豇ｋ‘
设ＬＯ为
１１（３—２０）
去（１＋ｅｊＡｏ，）ＰＭ＋去（１＿ｅ－Ｊａｅ，）Ｐ魄∥
混频输出后滤除上变频分量，有
去（１＋Ｐ弘ｑ）（１＋∥岛）Ｐ√（咐一％ｐ＋丢（１－ｅｊＡｑ）（１－ｅｊＡｅ：）∥％一％ｐ
其中第一项为信号分量，第二项为镜像分量，则镜像抑制比为ＩＲ＝１０ｌｇ（ＰＲ／Ｐｍ）＝２０ｌｇ（一，净２。
第三章零中频接收机关键技术
ＩＲＲ＝１０１９＿（１—＋ｃ—ｏｓ—Ａ—Ｏｔ）瓦（１—＋—ｃｏ百ｓＡ０２）（１一ｃｏｓ△ｑ）（１一ｃｏｓａ０２）
３．３．３结果分析讨论
由两种拓扑结构镜像抑制比得表达式，可以看出，由于（３—２２）
（１＋ｃｏｓＡ０１）（Ｉ＋ｃｏｓＡ０２）＞（Ｉ＋ｃｏｓＡ０２）
（１一ｃｏｓ△ｑ）（１一ｃｏｓ△馥）＝（Ｉ－ｃｏｓＡ０２）
所以，双正交的镜像抑制比远大于单正交的镜像抑制比。
另外，由于△０１及Ａ０（３—２３）（３—２４）２为小量，所以（１一ｃｏｓ△ｑ），（Ｉ－ｃｏｓＡ０２）均趋近于
零，而两者相乘，使得其趋近于零的速度更迅速，也就是说，这种拓扑结构对于
相移网络的相移误差是不敏感的。由式（３．１８）（３．２２），我们用ＭＡＴＬＡＢ分别
得到描述两种拓扑结构的镜像抑制比（ＩＲＲ）和移相网络误差之间关系的曲线，
如图３．７和图３．８所示。
兽
Ｕ．Ｕ
・船
罪
骚
嚣
相位误差（度）图３．７单正交零中频ＩＲＲ与相位误差关系
电子科技人学ｆｊ程硕十学位论文
兽
Ｕ山
甜暑
晕
蛙
嚣
相位误差（度）
图３—８舣正交零中频ＩＲＲ与相位误差关系
在图中可以看出，在同样的相移误差范围内，双正交的镜像抑制性能显然比单正交的镜像抑制性能要好得多。在某种特定应用中，为达到要求的镜像抑制比，双正交零中频对相移网络的相移误差的要求比单正交零中频对相位误差的要大大放宽。如对单Ｊ下交结构，当Ａ０＝１。时，ＩＲＲ为４１ｄＢ，而为达到同样的镜像抑制比，Ａ０１及△０２可分别放宽到１０。；另一方面，当△０１及Ａ０２误差为１。时，ＩＲＲ为８２ｄＢ，镜像抑制比的分贝数值提高了一倍。所以，双正交零中频结构的镜像抑制性能对相移网络的相位误差是不敏感的。这一点在ＲＨＣ的设计中是很重要的，因为ＲＦ前端工作在高频，所以构成相移网络的元件如Ｒ、Ｌ、Ｃ等尺寸很小，从而具有更大的工艺偏差。为了减少工艺偏差，则需要复杂的片外调整，因而增加了制造成本。而双正交结构大大降低了系统镜像抑制性能对器件工艺偏差的敏感性，从而免除了复杂的片外调整，这不仅降低了生产成本，而且极大地提高了零中频接收机的实用价值。２４
第四章零中频接收机设计与实现方式
第四章零中频接收机设计与实现方式
４．１接收器结构
首先接收通道的不同架构及其优缺点，目前接收通道共有三种结构形式。＞二次下变频转换中频欠采样（ＤＤＣ）
＞一次下变频转换中频欠采样（ＳＤＣ）
＞直接变换或零中频接收器（ＤＣＲ或ＺＩＦ）
４．１．１二次下变频转换中频欠采样
主惦邀稔铡倍邀图４－１二次下变频转换中频欠采样结构图
电子科技大学。Ｉ：程硕士学位论文
优势：
＞ＡＤＣ量化较低频率的中频的模拟信号
＞利用中频滤波器的频率选择性衰减信道外的阻塞信号电平（降低对后续
元器件动态范围的要求）
＞系统的总体最佳动态范围取决于中频滤波器的频响特性
缺点：
＞元器件数量较多
＞占用较大的电路板尺寸
＞成本最高
＞每一级下变频转换均需要镜频抑制滤波器
＞每一级下变频转换的半中频杂散信号限制了中频选择性
＞由于采用二次混频架构，提高了频率规划的复杂性
４．１．２一次下变频转换中频欠采样
１．传遵协嬲嚣邀图４－２一次下变频转换中频欠采样结构图
第四章零中频接收机设计与实现方式
优势：
＞只需要一次下变频转换
＞成本低于二次变换结构
＞
＞电路板尺寸小于二次变换结构由于采用一次混频结构，简化了频率规划
缺点：
＞ＡＤＣ量化较高频率的模拟信号
＞比ＺＩＦ结构需要更大的电路板尺寸
＞与ＺＩＦ结构相比，频率规划更困难＞成本高于ＺＩＦ结构
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４．１．３直接变换或零中频结构
ＭａｉｎＤｉｖｅｒｓｉｔｙ
－１．１＞＿１凸卜
ＲＦ
ａｍｐ滤ＲＦ涟器
ＲＦ静端．包然：ＬＮＡ、分潞嚣以及弼予接
收通邋债莓纷配的滤渡落，点持多收发器
—爿＝ｆ泄跹舣路
ＡＤＣｌｊ冠道潼竣ＶＧＡ缀
愀ｊ蕞司㈣ＲＦ
ＨｐＦＺＩＦ一１．＞一１凸卜ａｍｐ滤Ｒ渡Ｆ嚣既Ｆｄｏｃｋ耻弭］陈艘ｌ邋趱旄拨ｖ６Ａ缀
图４－３零中频结构图专一ｊ］｝ｊ［黜ＬＰＦ（执黻褒沈渡）《ＡＣ橘台）滗籀嚣
优势：
＞与其它结构相比电路更简单
＞总体成本最低
＞ＡＤＣ工作在较低的输入频率，可获得最佳的系统性能
＞频率规划最简单
＞无需ＲＦ镜频抑制滤波器
缺点：
＞基带直流失调降低了系统的总体动态范围
２８
第四章零中频接收机设计与实现方式
＞对镜频抑制的需求，使得多载波应用中所能容许的Ｉ／Ｑ失配非常小
＞偶次谐波失真降低了灵敏度
＞低辐射对ＬＯ泄漏指标的要求更苛刻
＞一般情况下，动态范围低于其它两种结构
４．２ＭＡＸ２０２１接口及原理图
目前零中频的集成芯片比较多，频率覆盖范围宽，选择的余地比较大，这里用ＭＡＸＩＭ公司的ＭＡＸ２０２１为例，介绍这方面的芯片的大概情况，帮助我们的设计【２９１。
图４＿４ＭＡＸ２０２１接口及原理图
４．３ＭＡＸ２０２１性能介绍
ＭＡＸ２０２１低噪声、高线性度、直接上变频／下变频转换的正交调Ｎ／解调器可应用于ＲＦＩＤ手持产品或门禁读卡器，也可应用于单载波与多载波的７５０ＭＨｚ至
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１２００ＭＨｚＧＳＭ／ＥＤＧＥ、ＣＤＭＡ２０００、ＷＣＤＭＡ和ｉＤＥＮ基站。直接变频结构与传统的基于中频（ＩＦ）的双变频系统相比具有一定的优势，因为它可以显著降低发送器或接收器的成本，减少元件的数量并减小功率消耗。
ＭＡＸ２０２１不仅具有出色的线性度和噪声指标，还具有非常高的器件集成度。该器件包含两个用于调制或解调同相和正交信号的匹配无源混频器，两个本振（ＬＯ）混频放大驱动器和一个本振（ＬＯ）正交分相器。同时还集成了片上巴伦，支持单端ＲＦ和ＬＯ连接。此外，内部匹配的基带输入可直接与发送ＤＡＣ接口，无需昂贵的Ｉ／Ｑ缓冲放大器。
ＭＡＸ２０２１由单极性＋５Ｖ电源供电，采用紧凑的３６引脚、带由裸焊盘的薄型ＱＦＮ封装（６ｍｍＸ６ｒａｍ）。在一４０℃～８５℃的扩展级温度范围内，器件的电气性能可有效保证。其主要指标如下：
ａ）总体指标
・７５０ＭＨｚ至１２００ＭＨｚ的ＲＦ频率范围
●功率可调：外部电流设置电阻提供器件低功耗／低性能工作模式选项
・３６引脚，６ｍｍＸ６ｍｍ的ＴＱＦＮ小型封装提供高隔离度
ｂ）调制器工作
・符合四载波ＷＣＤＭＡ的６５ｄＢｃＡＣＬＲ
●
●
●
●＋２１ｄＢｍ的典型０口３＋５８ｄＢｍ的典型Ｏｍ２＋１６．７ｄＢｍ的典型ＯＰｌｄＢ－－３２ｄＢｍ的典型本振（ＬＯ）泄漏
●４３．５ｄＢｃ的典型边带抑制
・一１７４ｄＢｍ／Ｈｚ的输出噪声密度
・ＤＣ至３００ＭＨｚ的基带输入可直接与发射ＤＡＣ接口，无需昂贵的Ｉ／Ｑ缓
冲放大器
・ＤＣ耦合输入允许用户调节失调电压
ｃ）解调器工作
●＋３５．２ｄＢｍ的典型Ｉｐ３
●＋７６ｄＢｍ的典型ＩＩＰ２
●＞３０ｄＢｍ的ＩＰｌｄＢ
・９．２ｄＢ的典型变频损耗
・９．３ｄＢ的典型噪声系数
●０．０６ｄＢ的典型Ｉ／Ｑ增益不平衡３０
第四章零中频接收机设计与实现方式
●Ｏ．１５。的典型Ｉ／Ｑ相位不平衡
４．４详细说明
４．４．１ＬＯ输入巴伦、ＬＯ缓冲器和分相器
ＭＡＸ２０２１集成了内部巴伦、一个ＬＯ缓冲器、一个分相器、两个ＬＯ驱动放大器、两个匹配的双平衡无源混频器和一个宽带正交合成器。ＭＡＸ２０２１的高线性度混频器连同器件精确的同相、正交信道匹配使其具有非常好的动态范围、ＡＣＬＲ、ｌｄＢ压缩点以及ＬＯ和边带抑制特性。这些特征使得ＭＡＸ２０２１成为四载波ＷＣＤＭＡ应用的理想选择。
ＭＡＸ２０２１要求标称功率为２ｄＢｍ的单端ＬＯ输入。ＬＯ输入端的内部低损耗巴伦将单端ＬＯ信号转换为ＬＯ缓冲器输入端的差分信号。而且，在整个工作频带内，内部巴伦将缓冲器的输入阻抗匹配到５０Ｑ。
ＬＯ缓冲器的输出进入到分相器，分相器可以产生与原始信号相位差９０。的第二个ＬＯ信号。０。和９０。相位的ＬＯ信号驱动Ｉ和Ｑ混频器。
４．４．２ＬＯ驱动器
经过分相器后，０。和９０。相位的ＬＯ信号分别被一个两级放大器放大后驱动Ｉ和Ｑ混频器。放大器提高ＬＯ信号的电平来补偿ＬＯ驱动电平的变化。两级ＬＯ放大器允许ＬＯ驱动具有较宽的输入功率范围。ＭＡＸ２０２１允许的ＬＯ电平是－－６ｄＢｍ至＋３ｄＢｍ。
４．４．３Ｉ／Ｑ调制器
ＭＡＸ２０２１调制器由一对匹配的双平衡无源混频器核和一个巴伦组成。Ｉ和Ｑ差分基带输入可接受差分幅度高达４ＶＰ—Ｐ的ＤＣ至３００ＭＨｚ信号。宽带输入使得ＭＡＸ２０２１可以作为直接变频的ＲＦ调制器或者镜频抑制混频器使用。宽共模范围可以实现与基带ＤＡＣ的直接接口。在应用于ＣＤＭＡ２０００和ＷＣＤＭＡ时，基带ＤＡＣ和ＭＡＸ２０２１之间不需要有源缓冲电路。
Ｉ信号和Ｑ信号直接调制０。和９０。相位的ＬＯ信号并被上变频到Ｉ疆频率。Ｉ和Ｑ混频器的输出通过一个巴伦产生单端ＲＦ输出。
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４．５应用信息
４．５．１ＬＯ输入驱动
ＭＡＺ２０２１的ＬＯ输入端内部匹配到５０Ｑ，需要一个７５０ＭＨｚ至１２００ＭＨｚ频率范围内的单端驱动。集成的巴伦将单端输入信号转换成ＬＯ缓冲器差分输入端的差分信号。实现该接口只需要一个外部隔直电容。ＬＯ输入功率应该保持在一６ｄＢｍ至＋３ｄＢｍ范围内。为了获得最好的整体性能，推荐使用－－３ｄＢｍ的ＬＯ输入功率。
４．５．２基带Ｉ／Ｑ输入驱动
差分驱动ＭＡＸ２０２１的Ｉ和Ｑ基带输入以获得最好性能，基带输入有一个５３Ｑ的差分输入阻抗，Ｉ和Ｑ输入的最佳源阻抗是１００Ｑ差分阻抗，该源阻抗可以实现信号至Ｉ和Ｑ输入端的最佳传输和最佳的输出ＲＦ阻抗匹配。ＭＡＸ２０２１的Ｉ和Ｑ输入端可以接收高达＋２０ｄＢｍ的输入功率电平，对于复杂波形，如ＣＤＭＡ载波或ＧＳＭ信号，需使用更低的输入功率电平，因为这些复杂波形具有很高的峰均比。峰值信号功率必须保持在ＭＡＸ２０２１的压缩电平之下，输入共模电压应该被限制在一３．５Ｖ到＋３．５Ｖ的ＤＣ范围内。
ＭＡＸ２０２１可直接于ＭＡＸＩＭ的高速ＤＡＣ接口，构成了一个理想的完整发送器链路，具有最少的辅助电路元件。高速ＤＡＣ可以选择ＭＡＸ５８７５双路ＤＡＣ或ＭＡＸ５８９５内插双路ＤＡＣ，这些ＤＡＣ提供以地为参考的差分电流输出，每个ＤＡＣ通过典型的５０Ｑ负载电阻将输出端接到地，且具有１００ｍＡ的额定ＤＣ输出电流，在调制器的Ｉ／Ｑ输入端产生０．５ｖ的共模ＤＣ电平。对于单载波ＣＤＭＡ或ＷＣＤＭＡ，ＤＡＣ提供的额定信号电平在一１２ｄＢｍ的范围内，而对于四载波应用，每路载波减小到一１８ｄＢｍ。
－－０．１ｄＢＩ／Ｑ输入带宽大于５０ＭＨｚ。ＤＡＣ于ＭＡＸ２０２１直接进行连接，不需要性能受限的基带放大器，从而保证了最大的信号保真度，并可以通过一个低通滤波器来滤除ＤＡＣ输出响应所产生的镜频。ＭＡＸ５８９５内插双路ＤＡＣ可以在高达×８的插值率下工作。这可以将ＤＡＣ的镜频搬移到一个很高的远端频率，从而使基带滤波器的设计变得更容易。该ＤＡＣ的输出噪声底和内插滤波器的阻带衰减足够好，可以保证在调制器ＲＦ输出端没有滤波器的情况下，对于较大的频偏，如６０ＭＨｚ仍可以满足３ＧＰＰ噪声底要求。３２
第四章零中频接收机设计与实现方式
下图所示是ＭＡＸ２０２１与一个ＭＡＸＩＭＤＡＣ简洁有效的接口，图中使用的是ＭＡＸ５８９５，１６位内插调制双路ＤＡＣ。ＭＡＸ５８９５ＤＡＣ内部具有可编程的增益和差分偏置控制功能，可以用来优化ＭＡＸ２０２１正交调制器的本振（ＬＯ）泄漏和边带抑制。
图４．５ＭＡＸ２０２１与ＭＡＸ５８９５交联图
４．５．３ＲＦ输出
ＭＡＸ２０２１的内部无源混频器结构使得该器件拥有非常低的输出噪声底。在这样的结构中，总的输出噪声是理论热噪声（ＫＴＢ）和来自片上ＬＯ缓冲器噪声功率的总和。如典型工作特性所示，ＭＡＸ２０２１在输出功率增加时，噪声电平跟随ＬＯ缓冲器噪声成分变化，该噪声成分大约为一１６８ｄＢｃ／Ｈｚ。该器件的Ｉ／Ｑ输入功率电平和插入损耗共同决定ＲＦ输出功率电平。输入功率是从Ｉ和Ｑ输入端传输到内部５０Ｑ终端负载，从而在ＲＦ输出端产生－－２３．２ｄＢｍ的输出功率。
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４．５．４外部双工器
通过在Ｉ和Ｑ端口引入ＤＣ偏置可以将ＲＦ端口的本振（ＬＯ）泄漏调零，使其电平低于－－８０ｄＢｍ。但是，这种在ＲＦ端口的置零效果会因Ｉ／Ｑ端Ⅲ接口的阻抗不匹配而变差。必须使Ｉ／Ｑ端口和ＤＡＣ驱动电路相匹配。如果不匹配，本振（ＬＯ）的二次谐波（２ｆｒｏ）会泄漏到调制器的Ｉ／Ｑ输入端口，再与内部的本振（ＬＯ）信号混频后在ＲＦ输出端产生额外的本振（ＬＯ）泄漏。该泄漏可以抵消本振（Ｌ０）调零的效果，而且，本振（ＬＯ）信号在Ｉ／Ｑ中频（ＩＦ）端口反射后产生的残余ＤＣ成分会影响调零状态。
如图４－６所示，在每个Ｉ＋、Ｉ—Ｑ＋和Ｑ一端口进行ＲＣ端接可以在不同的温度、本振（ＬＯ）频率和基带驱动条件下减少ＲＦ端口的本振（ＬＯ）泄漏。详情参见典型工作特性。选择１００Ｑ的阻值和１／（２丌ＲＣ）的转角频率可以充分地滤除ｆｒｏ和２ｆｒｏ泄漏，而不影响最高基带频率处的基带响应平坦度。对于Ｉ＋／Ｉ一和ＱＪＱ一端的共模ｆｌ＿ｏ和２ｆｒｏ信号，ＲＣ网络相当于一个５０Ｑ（Ｉ沈）的端接电阻。ＲＣ网络为ｆ西和２ｆｒｏ泄漏提供吸收路径，而电感则提供高阻路径，从而帮助完成双工操作。
图４—６ＭＡＸ２０２１匹配电路
第四章零中频接收机设计与实现方式
４．５．５ＲＦ解调器
ＭＡＸ２０２１也可以作为ＲＦ解调器使用，将ＲＦ输入信号直接下变频到基带。单端ＲＦ输入端可以接收功率电平高达＋３０ｄＢｍ的７５０ＭＨｚ范围内的信号。无源混频器结构产生９．２ｄＢ的典型变频损耗。优化的下变频器具有很高的线性度，出色的噪声性能，＋３５．２ｄＢｍ的典型三阶输入截取点（ＩＩＰ３），大于＋３０ｄＢｍ的ｌｄＢ压缩点（Ｐ１ｄＢ）和９．３ｄＢ的噪声系数。
Ｉ／Ｑ端１２１的宽带特性允许该端１２１在下变频至正交中频（Ⅲ）频率时作为镜频抑制混频器使用。ＲＦ和ＬＯ输入端口内部匹配到５０Ｑ，这样，连接时不需要匹配元件，只需一个隔直电容即可。
４．５．６利用偏置电阻调节功率
本振（ＬＯ）缓冲器的偏置电流可以通过微调电阻Ｒ１、Ｒ２和Ｒ３来优化。ＭＡＸＩＭ推荐是使用精度为±１％的电阻，±１％的标准电阻也可以使用。典型应用电路总给出的电阻值都经过挑选，可以在７５０ＭＨｚ到１２００ＭＨｚ的整个频带内提供最高性能。如果需要，选择不同的Ｒ１、Ｒ２和Ｒ３可以使该电流偏离标称值。４．５．７布局考虑
设计合理的ＰＣＢ是ＲＦ／微波电路的基本要求。尽量减小ＲＦ信号线长度，以减小损耗、辐射和寄生电感。为获得最佳性能，将接地引脚直接连接到封装底部的裸焊盘至ＰＣＢ地层时，尽可能使用多个接地过孔。这种方法为该器件提供了良好的ＲＦ／热传导路径。将裸焊盘焊接至ＰＣＢ器件封装的底部。ＰＣＢ布局可以参考ＭＡＸ２０２１评估板。
４．５．８电源旁路
合理的电源旁路对高频电路的稳定性至关重要。在尽可能靠近引脚处，用３３ｐＦ和０．１ｕＦ的电容旁路所有的ＶＣＣ一引脚。最小的电容应该被放置在最靠近器件处。为获得最佳性能，需使用合理的电源布局。ＭＡＸ２０２１的几个ＲＦ处理级使用不同的ＶＣＣ．引脚，当它们片上去耦时，片外的相互作用可能会降低增益、线性度、载波抑制和输出功率控制范围。不同级之间过多的耦合也可能会降低稳定
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性。
４．５．９裸焊盘ＲＦ／热传导考虑事项
ＭＡＸ２０２１引脚薄型ＱＦＮ—ＥＰ封装的裸焊盘提供了一条与管芯之间的低热阻路径。设计ＰＣＢ时，要重点考虑通过该焊盘与ＰＣＢ的接触来导热。此外，裸焊盘与电气地之间还为该器件的ＲＦ信号提供了一个低电感路径。
裸焊盘（ＥＰ）必须直接或通过一系列电镀过孔连接至ＰＣＢ的地层，推荐使用９个过孔，３×３排列。将该焊盘连接至地，对器件进行有效的散热非常重要。在可能的情况下要尽量使用直接接地。
第五章测试与数据分析
第五章测试与数据分析
５．１试验板
按照美信公司公丌的资料，按原理图布置了ＭＡＸ２０２１的测试试验板，试验
板共４层，Ｇｅｒｂｅｒ图分别如下。
ＭＡＸ２０２１试验板印制板图
ＴｏｐＬａｙｅｒＩｎｎｅｒＬａｙｅｒ２（ＧＮＤ）
ＩｎｎｅｒＬａｙｅｒ２（Ｒｏｕｔｅｓ）
一ＢｏｔｔｏｍＬａｙｅｒ
图５．１ＭＡＸ２０２１试验板印制板图
电子科技人学一ｌ：程硕十学位论文
５．２测试平台组成
对数字电路的测试，传统的测试手段主要是以码型发生器作为被测电路的激励，然后利用示波器和逻辑分析仪来进行信号分析，对数字信号的时序和逻辑关系进行测试。但这种方法很难直接对电路中数字信号的矢量参数进行分析，例如量化数字ＩＱ信号的调制精度，相位误差等。也不能直观地提供信号处理算法的效果定量参数。而这些参数对于精确判断数字电路的性能或故障定位是非常重要的。
基于先进仪表的技术发展。可以建立完整的数字中频测试平台。在这个平台上，可以完成对数字中频电路进行独立测试。测试中，系统能提供实时的数字矢量激励信号，数字信号的格式和电平与被测试数字电路相匹配。数字信号分析仪不仅能对数字信号的波形和逻辑关系进行测试。还可连接矢量分析软件完成对被测数字信号的幅度和相位参数进行分析。数字中频测试平台解决方案如图５－２所示。
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Ｆ餮圈霸一图５—２安捷伦数字中频测试方案
第五章测试与数据分析
表５．１测试仪表
功能要求
输出信号格式：串行或１６Ｂｉｔ并行
数字信号速率：串行：４００Ｍ，并行：１００Ｍ
在计算机上首先建立复杂调制信时钟信号频率：ＩＯＯＭＨｚ，
号的波形数据文件。通过Ｎ５１０１Ａ支持内部时钟和外部时钟
高速接口卡下载到Ｎ５１０２Ａ数字信信号电压类型：ＬＶＤＳ差分
号接口卡中。Ｎ５１０２Ａ根据数字信单端：ＬＶＴＴＬ，ＣＭＯＳ
号格式定义输出数字化矢量信号信号内容：用户建立的波形文件数字化矢和同步时钟信号。量激励信输出信号格式：串行或１６Ｂｉｔ并行号产生Ｎ５１０２Ａ＋Ｅ４４３８Ｃ／Ｅ８２６７Ｄ信号源数字信号速率：串行：４００Ｍ，并行：１００～
时钟信号频率：ＩＯＯＭＨｚ，Ｅ４４３８Ｃ和Ｅ８２６７Ｄ矢量调制信号支持内部时钟和外部时钟源能输出完整的数字和矢量调制信号电压类型：ＬＶＤＳ差分信号。Ｎ５１０２Ａ能和矢量信号源连单端：ＬｖＴＴＬ，ＣＭＯＳ接，根据数字信号格式定义输出信号内容：信号源支持的所有矢量调锒数字化矢量信号和同步时钟信信号。包含：任意数字调制信号，无线号。通信信号，雷达信号
１６９００Ａ逻辑分析仪＋８９６０１Ａ矢量实现方案Ｎ５１０２Ａ＋Ｎ５１０１Ａ＋Ｎ５１ｌＯＢ＋信号波形文件性能指标
分析软件
测试通道：６４通道（可扩展模块）
逻辑分析仪完成对数字信号的采采样速率：定时分析：１．２ＧＨｚ
集。在对ＦＰＧＡ器件的测试中。状态分析：６００Ｍ
数字化信Ａｇｉｌｅｎｔ１６９００Ａ逻辑分析仪利用存储深度：２５６ｋ－－－６４Ｍ
动态探头技术可以选定ＦＰＧＡ内部分析能力：定时分析，状态分析号分析
的测试节点，将测试节点的信号调制特性分析（信号矢量图，星座图，
引入器件物理管腿上。可大大节ＩＱ波形，眼图，幅度误差，相位误差，
省ＦＰＧＡ资源，并提高测试的全面频率误差，信噪比，ＥＶＭ等）
性。８９６０１Ａ软件能提供信号的完
整参数。
测试平台主要针对电子系统中数字信号处理电路和中频电路部分的测试需
求。通过提供完整的测试激励信号，包含简单的码型激励和复杂矢量调制信号。
分析仪表对数字电路的响应进行全面分析。利用分析的结果来评估数字电路的性
能。测试技术的突破是现在先进测试仪表能够提供数字形式的复杂调制信号。如：
任意数字调制信号、无线通信信号、雷达信号、用户计算的任意波信号等，这些
信号可以以数字ＩＱ形式或数字中频形式输出。另外逻辑分析仪除能完成数字信３９
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号的定时分析和状态分析外。还可作为多通道数字信号的采集电路。采集的数字信号数据可以利用仪表内置的矢量分析软件进行分析。矢量分析的目的是利用频域、时域和解调处理来得到信号完整的参数，特别是调制特性指标。通过对数字电路输入信号和输出信号分别进行矢量分析，还可得到数字信号处理电路的频率响应。数字电路测试平台的主要核心为Ｎ５１０２Ａ数字接口卡和１６９００Ａ系列逻辑分析仪。通过以下具体测试的例子来明确这些仪表的先进功能。
基于数字电路测试仪表，可以对数字电路、模数混合电路及ＤＳＰ处理算法进行独立测试。这样一方面可以消除模拟电路对测试结果的影响。另外可以定量地对数字电路的性能进行验证和评估。数字电路是整个电子系统中灵活性最大，发展最快的部分。利用测试平台的仪表对数字电路进行分析，使得大系统研发过程中，可以针对关键的数字信号处理技术上进行重点研究和突破。关键技术的掌握可以大大提高整个系统研发的效率。
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图５－３Ａｇｉｌｅｎｔｌ６９００Ａ逻辑分析仪动态探头技术
第五章测试与数据分析
８９６０１矢量分析软件
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ｌ二
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Ｎ５１０２Ａ数字
信号接口Ｉ“ｉ孽｝ｊ蛩１１６９００Ａ逻辑分析仪及矢量分析软件
；｝｝“数字形式信号Ｌ。，謦｛１睡嬲嚣黪襄々黪１／Ｑｓｉｎｇａｌｓ露≤。。。。。。—。。。。。。。
图５４全数字电路测试方案
我们采用Ｎ５１０２Ａ产生数字形式的调制信号，利用８９６１０Ａ矢量信号分析仪或Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＤＡＣ输出信号的频谱参数和调制参数。
在首次测试过程中发现，ＭａｘｉｍＥＶＢ评估板的输出在零频处有较大的凹陷，因而根本无法进行正确的解调。为了定位问题，我们首先采用１６８２Ｄ逻辑分析仪＋８９６０１软件对Ｎ５１０２Ａ数字基带输出的信号进行了解调分析，从而验证了Ｎ５０１２Ａ产生的数字基带信号的完整性和正确性。
因此，问题可能发生在被测ＤＵＴ上。为此，我们对ＭＡＸ５８７３ＥＶＢ评估板进行了改动，焊下巴伦变压器，进行了第二次补充测试。
１）ＭＡＸ５８７３ＥＶＢ板上焊下巴伦变压器，采用Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＤＡＣ的输
出。
ＤＡＣ的Ｉ＋，Ｑ＋接入到基带信号分析仪测试，其频谱如图５．５所示（调制方式：ＱＰＳＫ）。
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电子科技人学Ｉ：程硕卜学位论文
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图５—５焊下巴伦变压器后测试ＤＡＣ的输出
分析：发现频谱基本符合要求，但存在较高的零频分量，其星座图偏离元点较大。初步认为是由于基带信号分析仪采用单端输入，直流共模电压远远大于有用信号导致。
此时将ＭＡＸ５８７３输出的模拟信号与Ｅ４４３８Ｃ本身输出的模拟信号进行比较，发现波形一致。初步认为ＭＡＸ５８７３正常工作，由于直流共模电压的影响，无法直接测试ＤＡＣ输出。
结论：上次测试零频率出凹陷确实是受巴伦的影响。去掉巴伦后零频处无凹陷。
２）ＤＡＣ输出＋ＭＡＸ２０２１测试，采用ＤＡＣ加ＭＡＸ２０２１联合测试。
测试条件：ＤＡＣＣＬＫ：１０ｄＢｍ，１３Ｍｂ／ｓ；ＭＡＸ２０２１本振：９６０ＭＨｚ，０ｄＢｍ；ＤＡＣ差分四路输入到ＭＡＸ２０２１。４２
第五章测试与数据分析
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图５—６Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＤＡＣ的输出（ＱＰＳＫ信号）
分析：测试发现Ｅ４４４０能够解调出ＭＡＸ２０２１调制后的信号，ＥＶＭ值满足指标（＜０．７％），但是ＩＱＯｆｆｓｅｔ指标不满足要求。
结论：需要调整ｄｉｆｆＩＱＯｆｆｓｅｔ来提高。ＭＡＸ５８７３正常工作。
３）ＭＡＸ２０２１＋ＡＤＣ输出测试，采用ＭＡＸ２０２１加ＡＤＣ联合测试。
测试条件：ＤＡＣＣＬＫ：１０ｄＢｍ，１３Ｍｂ／ｓ；ＭＡＸ２０２１本振：９６０ＭＨｚ，０ｄＢｍ；ＭＡＸ２０２１差分四路输入到ＡＤＣ。
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图５－７Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＡＤＣ的输出（ＱＰＳＫ信号）４３
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５．３测试总结
从以上测试可以发现，ＭＡＸ２０２１可以正常使用。
通过这次实验，验证了零中频方案的完整性和有效性，可以满足数字电路及ＤＳＰ处理算法的要求。同时安捷伦公司的测试方案对此次测试数据的准确性提供了很大的帮助，在此表示感谢。
第五章测试与数据分析
第六章总结
本文讨论了超外差和零中频两种结构的特点，分析了零中频结构存在的本振泄漏、偶次失真、直流偏差、闪烁噪声等问题产生的原因，并给出了零中频接收机的设计方法和相关技术。
随着移动通信中对接收机低功耗、高集成的要求，零中频或直接变频式得到了越来越多的重视。由于零中频消除了Ⅲ级，从而大大提高了集成度和大大降低了功耗。但零中频本身也带来了许多问题，比如一个很重要的是正交通道间的相移匹配问题，由于在高频下本振相移网络的相移误差较大，引起零中频接收机的镜像抑制性能下降，从而限制了它的应用。本文提到双正交零中频拓扑结构，其镜像抑制性能有很大的提高。这种拓扑结构不仅受正交通道间相位误差的影响很小，在同样的增益失配下，双正交零中频结构的镜像抑制比较单正交零中频结构改善了约６ｄＢ。这进一步说明了这种拓扑结构在零中频接收方面的优势。
零中频结构不仅在移动通信方面得到大面积的应用，在军用领域以及航空、航天方面也得到大面积的推广。比如在雷达接收机方面的使用，相信随着集成技术的发展，零中频结构的一些缺陷得到解决，指标的不断提高，零中频接收机会得到进一步的发展。
以低成本、低功耗、小型化、高度集成为目的的无线收发机的研究工作仍然在继续，零中频、低中频以及其它类零中频、类低中频结构各展所长，都希望占得一席之地，但超外差的老大地位依旧稳固，谁能够最终胜出的结论现在下还为时过早。最重要的是，从零中频和其它接收机结构的出现和演化过程中，我们看到了创新所起的作用，正是不断的创新推动了技术的发展，带动了社会的进步。从这一点来说，有无创新才是决定成败的关键。４５
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致谢
经过一年的努力，这篇论文终于得以完成。这罩首先要把我诚挚的谢意献给我的导师张扬老师以及我的副导师彭守富高工。从论文的选题到设计的方案选取，再到论文的数次易稿，无不浸透着老师的心血和汗水，借此机会向他们表示衷心的感谢。
还要感谢我的家人和朋友，在我学习期间给予我学习和生活上多方面的关心和照顾。
感谢单位领导以及同事在我学习期间对我工作的指导和帮助。感谢所有关心和支持我的所有朋友们！
电子科技大学
硕士学位论文
超短波电台零中频接收机设计与实现
姓名：王立
申请学位级别：硕士
专业：电子与通信工程
指导教师：张扬;彭守富
20071115
摘要
摘要
近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，分析零中频结构可能存在的问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。
．，首先，对超外差接收机与零中频接收机作一个简单的对比，提出零中频接收机对系统设计带来的好处。
第二，对零中频接收机存在的主要问题规类，对每种类型产生的问题具体分析，分析其形成的原因。
第三，对零中频接收机存在的问题，根据当前技术情况提出一些合理的解决措施，分析零中频接收机的关键技术。
最后，结合芯片提出零中频接收机设计与实现方式，测试方法以及数据分析。在仿真设计的基础上，研制成功了超短波电台零中频接收机，指标满足设计要求。关键词：超外差、零中频、直接变频、直流漂移、低频噪声、本振泄漏、偶次失真、Ｉ／Ｑ失配
ＡＢＳＴＲＡＣＴ
ＡＢＳＴＲＡＣＴ
ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｐｒｏｄｕｃｔｓ
ｂｅｅｎ
ｆｒｏｎｔａｎＷｉｔｈｔｈｅｒａｐｉｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔａｒｅｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｗｉｒｅｌｅｓｓｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄｉｎｖａｒｉｏｕｓｋｉｎｄｓｏｆａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｗｈｉｃｈｈａｖｅｉｍｐｏｒｔａｎｔｃｏｍｐｏｎｅｎｔｏｆｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｓｏｃｉｅｔｙ．ＲＦｒｅｃｅｉｖｅｒｉｓｌｏｃａｔｅｄａｔｔｈｅｍｏｓｔｅｎｄｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍ，ｔｈｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｗｈｉｃｈ
ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ
ｆｏｒＲＦｗｉｌｌｄｉｒｅｃｔｌｙａｆｆｅｃｔｔｈｅｗｈｏｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍ．Ｆｏｒｔｈｉｓｒｅａｓｏｎ，ＲＦｔｅｎｄｔｏｏｐｔｉｍｉｚｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄｅｓｉｇｎａｎｄｓｅｌｅｃｔｂｅｔｔｅｒｍａｎｕｆａｃｔｕｒｉｎｇｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
ｚｅｒｏｒｅｃｅｉｖｅｒｔｏｉｍｐｒｏｖｅｃｏｓｔ．ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｓｙｓｔｅｍ．ＢｅｃａｕｓｅＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＩＦ）ｒｅｃｅｉｖｅｒｆｅａｔｕｒｅｓｓｍａｌｌｖｏｌｕｍｅ，ｌｏｗｃｏｓｔ，ａｎｄｅａｓｙｔｏｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ，ｉｔｈａｓｂｅｃｏｍｅａｎａｔｔｒａｃｔｉｖｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｆｏｒＲＦｒｅｃｅｉｖｅｒａｎｄｂｅｅｎｗｉｄｅｌｙｉｎｔｅｒｅｓｔｅｄｂｙｗｉｒｅｌｅｓｓｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｄｏｍａｉｎ．ＴｈｉｓＰａｐｅｒｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓｔｈｅｐｅｒｆｏｆｉｎａｎｃｅａｎｄｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｅｓｏｆｓｕｐｅｒｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅａｎｄｚｅｒｏＩＦｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，ａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅｐｏｔｅｎｔｉａｌｐｒｏｂｌｅｍｓｏｆＺｅｒＯＩＦｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ａｎｄｐｒｏｖｉｄｅｓｔｈｅｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄａｎｄｒｅｌａｔｅｄｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｆｏｒｚｅｒｏＩＦｒｅｃｅｉｖｅｒ．
Ｆｉｒｓｔｌｙ，ａｓｉｍｐｌｅｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｂｅｔｗｅｅｎｓｕｐｅｒｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ
ｚｅｒｏａｎｄＺｅｒＯＩＦｗｉｌｌｂｅｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ．ａｎｄｔｈｅｂｅｎｅｆｉｔｓｏｆｚｅｒｏＩＦｓｔｒｕｃｔｕｒｅｗｉｌｌｂｅｐｒｏｖｉｄｅｄ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｔｈｅｍａｉｎｐｒｏｂｌｅｍｓｉｎＩＦｓｔｒｕｃｔｕｒｅｗｉｌｌｂｅｃｌａｓｓｉｆｉｅｄ．ａｎｄｒｅａｓｏｎｓ
ｆｏｒｅａｃｈｔｙｐｅｏｆｐｒｏｂｌｅｍｗｉｌｌｂｅｓｐｅｃｉｆｉｃａｌｌｙａｎａｌｙｚｅｄ．
Ｔｈｉｒｄｌｙ，ｉｎｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｏｆｐｒｏｂｌｅｍｓｉｎｚｅｒｏＩＦｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ｒｅａｓｏｎａｂｌｅｓｏｌｕｔｉｏｎｗｉｌｌｂｅｐｒｏｖｉｄｅｄｂａｓｅｄ
ｅｎｇａｎｅｅｎｎｇ．ｏｎｃｕｒｒｅｎｔｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｔｏｉｍｐｌｅｍｅｎｔｄｅｓｉｇｎｉｄｅａｓｏｆｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎ
Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｉｓｓｕｅｓｔｈａｔｓｈｏｕｌｄｂｅｃｏｎｓｉｄｅｒｅｄｉｎｓｙｓｔｅｍｄｅｓｉｇｎｗｉｌｌｂｅｐｒｏｖｉｄｅｄｕｓｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｌｙｃｏｍｍｏｎＺｅｒＯＩＦｃｈｉｐｓ．
Ｋｅｙｗｏｒｄ：ＳｕｐｅｒＨｅｔｅｒｏｄｙｎｅ、Ｚｅｒｏ—ＩＦ，Ｄｉｒｅｃｔ—Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ，ＤＣＯｆｆｓｅｔ，ＦｌｉｃｋｅｒＮｏｉｓｅ，ＬＯＬｅａｋａｇｅ，Ｅｖｅｎ—ＯｒｄｅｒＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ，Ｉ／ＱＭｉｓｍａｔｃｈ，
独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。
签名：．圭垒。／’
日期：训７年ｌｏ，ｑ如日
关于论文使用授权的说明
本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。
（保密的学位论文在解密后应遵守此规定）
签名：尘垒＝：！．．导师签名：，日蒡｜ｊ：．渺７年，。月伽日
第一章概述
＇帚一早僦尬第一章概述
１．１引言
近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，分析零中频结构可能存在的问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术ＩｌＪ。
１．２超外差接收机
超外差（ＳｕｐｅｒＨｅｔｅｒｏｄｙｎｅ）体系结构自１９１７年由Ａｒｍｓｔｒｏｎｇ发明以来，已被广泛采用。图１－１为超外差接收机结构框图。在此结构中，由天线接收的射频信号先经过射频带通滤波器（ＲＦＢＰＦ）、低噪声放大器（ＬＮＡ）和镜像干扰抑制滤波器（ＩＲＦｉｌｔｅｒ）后，进行第一次下变频，产生固定频率的中频（ＩＦ）信号。然后，中频信号经过中频带通滤波器（ＩＦＢＰＦ）将邻近的频道信号去除，再进行第二次下变频得到所需的基带信号。低噪声放大器（ＬＮＡ）前的射频带通滤波器衰减了带外信号和镜像干扰。第一次下变频之前的镜像干扰抑制滤波器用来抑制镜像干扰，将其衰减到可接受的水平。使用可调的本地振荡器（Ｌ０１），全部频谱被下变频到一个固定的中频。下变频后的中频带通滤波器用来选择信道，称为信道选择滤波器。此滤波器在确定接收机的选择性和灵敏度方面起着非常重要的作用。第二下变频是正交的，以产生同相（Ｉ）和正交（Ｑ）两路基带信号【１Ｊ。
超外差体系结构被认为是最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。由于有多个变频级，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。但镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Ｑ值带通滤波器，它们只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸。
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目前，要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在很大的困难。因此，超外差接收机的单片集成因受到工艺技术方面的限制而难以实现‘¨。
篓粪选择爰羹喜放大器柔磊本振中放’“嘉曩滤波柔主本振中频滤波
图１－１二次变频超外差式接收机原理图
这种结构被普遍采用是有原因的。我们知道，天线接收到的信号频率很高而信道带宽又很小，如果要直接滤出所需信道，滤波器的Ｑ值将是一个天文数字，再加上高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在高频直接对信号进行解调是不现实的，至少目前的技术水平还无法满足这一要求。使用混频器将高频信号搬到一个低得多的中频频率后再进行信道滤波、放大和解调解决了高频信号处理所遇到的困难，但是又引入了另一个严重的问题，这就是所谓的镜像频率干扰：当两个信号的频率与本振（ＬＯ）信号频率差的绝对值相等但是符号相反，或者说它们在频率轴上对称地位于本振信号的两边，那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号，另一个是干扰信号，那么干扰信号所在的频率就称为镜像频率，这种经过混频后的干扰现象通常被称为镜频干扰。为了抑制镜频干扰，普遍采用的方法是利用天线后面的滤波器滤除镜像频率成份。但是同样地，由于该滤波器工作在高频，其滤波效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，信号与镜频相距较远，那么镜频成份就受到较大的抑制；反之，如果中频频率较低，信号与镜频相隔不远，滤波的效果就较差。但另一方面，由于信道选择在中频进行，基于同样的理由，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高。于是镜频抑制与信道选择形成了一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。在一些要求较高的应用中，常常使用两次或三次变频来取得更好的折裂引。
依靠考虑周到的中频频率选择和高品质的射频（镜像抑制）和中频（信道选择）滤波器，一个精心设计的超外差接收机可以达到很高的灵敏度、选择性和动态范围，因此长久以来成为了事实上的唯一选择ＩｌＪ。２
第一章概述
１．３零中频接收机
并不是所有人都对这种小心翼翼地选择中频频率和滤波器的设计方式感到满意。大约在超外差结构出现６年之后，有人提出了一种把本振频率设成与信号频率相同，将高频信号通过变频直接搬移到零频率的接收机结构。与超外差接收机相比，这种被称为直接变频（Ｄｉｒｅｃｔ．Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）或零中频（Ｚｅｒｏ．ＩＦ）的结构至少有两个优点：（１）中频频率为零，不存在镜像干扰问题；（２）信道选择在低频进行，只需要使用低通滤波器。然而，可能是遇到了多次的失败，我们的先驱们并没有实现零中频的理想，在很长的一段时期内，这种结构都无人问津【２】。
由于零中频接收机不需要片外高Ｑ值带通滤波器，可以实现单片集成，而受到广泛的重视。图１．２为零中频接收机结构框图。其结构较超外差接收机简单许多。接收到的射频信号经滤波器和低噪声放大器放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基带信号。由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号，而信道选择和增益调整在基带上进行，由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成【ｌ】。
零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会【１】。
不过零中频结构存在着直流偏差、本振泄漏和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提【ｌ】。
二十世纪七、八十年代，微电子和通信技术出现了革命性的发展，集成电路和个人数字通信系统开始改变人们的生活方式。１９７４年Ｍｏｔｏｒｏｌａ推出了第一个现代意义上的寻呼机（Ｐａｇｅｒ），此后寻呼系统的发展一度风靡全球。寻呼机、手机这类个人通信装置由于随身携带，所以必须做到体积小、重量轻，并且非常省电。为了达到这些目的，设计者们绞尽了脑汁。大家的共识是尽量利用集成电路技术，将电路元件做在芯片内部，也就是提高电路的集成度【２】。
１９８０年，第一个实用的零中频寻呼机终于诞生，这也是第一个小型化的个人数字通信接收机。其工作原理如图１．２所示。接收到的高频信号经过一对正交混频器（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＭｉｘｅｒ）变频后产生两个正交的零中频信号Ｉ和Ｑ，这两个信号随后被低通滤波和限幅放大。由于使用简单的二进制ＦＳＫ调制，最后的解调过程
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甚至可以用一个Ｄ触发器来完成。在大量改进的基础上，Ｐｈｉｌｉｐｓ在其ＵＡＡ２０８０系列寻呼机中成功地应用了零中频结构。３２引脚的芯片中包含了低噪声放大器、正交混频器、信道选择滤波器、限幅放大器、ＦＳＫ解调器以及本振及带隙参考源等电路模块，接收机灵敏度等指标与超外差式相比并不逊色，而片外元件总数不到４０个，其中绝大多数是电容电阻。要知道，即便是数字电路芯片也需要一定数量的外围元件【２】。
图１－２第一个零中频寻呼机原理图４
第二章零中频接收机的结构分析
第二章零中频接收机的结构分析
不知不觉，寻呼业的热潮开始消退，但零中频结构却魅力凸显，面对个人移动通信的汹涌浪潮，人们开始尝试将它用到手机中，但是这次奇迹并没有再现。大量的研究和实践为我们揭示了症结所在。
２．１直流漂移（ＤＣＯｆｆｓｅｔ）
零中频结构最根本的问题在于信号一开始就被搬移到直流频段，这虽然是设计者所希望的，因为可以节省很多价格不菲的元件，但不幸的是这一频段很不“干净”，因此信号还没来得及获得足够的增益就被很强的低频干扰和噪声“污染’’了。一个最广为人知的问题是本振信号的泄漏所引起的直流漂移。由于在电路中总是存在一些寄生的元件，信号与信号之间不可能做到完全隔离，总有一部分信号会发生泄漏。在一个实际的无线接收机中，本振信号可以漏到混频器的射频信号输入端，进而通过隔离度有限的低噪声放大器到达接收天线。在这条通路上，一部分泄漏的信号会被反射回来而与接收的有用信号混杂在一起，并重新回到混频器的输入端，再经过频谱搬移出现在直流频段。这种泄漏后的本振信号与本振信号自身相混频的现象被称为“自混频”。我们看到，由于零中频接收机的输入信号频率与本振信号频率相同，在混频器的中频输出端除了所需要的零中频信号之外，还混杂了一个不需要的直流分量或直流漂移。为了使混频电路具有一定的增益，本振信号的幅度或功率通常都会选得比较大，即使经过了泄漏和反射路径上的大幅衰减，最后所造成的直流漂移仍然可以轻易地淹没有用信号【２】。
自混频所引起的漂移并不是恒定不变的，接收机周围环境的变化会导致被反射回来的泄漏信号的大小发生起伏，表现为直流漂移的时变性。引起直流漂移的原因还有电路元件的不匹配性及其偶次非线性１２】。
直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频（Ｓｅｌｆ－Ｍｉｘｉｎｇ）引起的。泄漏的本振信号可以分别从低噪放的输出端、滤波器的输出端及天线端反射回来，或泄漏的信号由天线接收下来，进入混频器的射频口。它和本振口进入的本振信号相混频，差拍频率为零，即为直流，如图２．１所示。同样，进入低噪放的强干扰信号也会由于混频器的各端口隔离性能不好而漏入本振口，反过来和射频口来的强干扰相混频，差频为直流，如图２．２所剩１｜。
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图２－１本振泄漏自混频
图２－２干扰自混频
这些直流信号将叠加在基带信号上，并对基带信号构成干扰，被称为直流偏差。直流偏差往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时大的直流偏差可能使混频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号【Ｉ】。
经过上述分析，我们可以来估算自混频引起的直流偏差。假设在图２—１中，由天线至Ｘ点的总增益约为１００ｄＢ，本振信号的峰峰值为０．６３Ｖ（在５０Ｑ中为０ｄＢｍ），在耦合到Ａ点时信号被衰减了６０ｄＢ。如果低噪放和混频器的总增益为３０ｄＢ，则混频器输出端将产生大约７ｍＶ的直流偏差。而在这一点上的有用信号电平可以小到３０１．ｔＶｒｍｓ。因此，如果直流偏差被剩余的７０ｄＢ增益直接放大，放大器将进入饱和状态，失去对有用信号的放大功能。
当自混频随时间发生变化时，直流偏差问题将变得十分复杂。这种情况可在下面的条件下发生：当泄漏到天线的本振信号经天线发射出去后又从运动的物体反射回来被天线接收，通过低噪放进入混频器，经混频产生的直流偏差将是时变６
第二章零中频接收机的结构分析
的。
由上述讨论可知，如何消除直流偏差是设计零中频接收机时要重点考虑的内容。
２．２低频噪声（闪烁噪声ＦｌｉｃｋｅｒＮｏｉｓｅ）
直流频段另一个令人头痛的问题是低频噪声。最常见的低频噪声为闪烁噪声（ｆｌｉｃｋｅｒｎｏｉｓｅ），也常被称为１／ｆ噪声，因其功率谱密度近似正比于频率的倒数而得名。闪烁噪声存在于所有的有源器件和一些电阻中，主要是由半导体的一些缺陷引起的【ｚ．。
有源器件内的闪烁噪声又称为噪声，其大小随着频率的降低而增加，主要集中在低频段。与双极性晶体管相比，场效应晶体管的噪声要大得多。闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比。通常零中频接收机的大部分增益放在基带级，射频前端部分的低噪放与混频器的典型增益大约为３０ｄＢ。因此有用信号经下变频后的幅度仅为几十微伏，噪声的影响十分严重。因此，零中频结构中的混频器不仅设计成有一定的增益，而且设计时应尽量减小混频器的噪声【１Ｊ。
图２．３所示的谐波混频器中晶体管Ｍ１和Ｍ２由射频差分信号ＶＩｆ＋和Ｖ水驱动，Ｍ１和Ｍ２是噪声的主要来源，注入电流１０的作用是减少晶体管Ｍ１和Ｍ２中的电流，从而减小噪声。
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图２．３ＣＭＯＳ谐波混频器
２．３本振泄漏（ＬＯＬｅａｋａｇｅ）
零中频结构的本振频率与信号频率相同，如果混频器的本振口与射频口之间的隔离性能不好，本振信号就很容易从混频器的射频口输出，再通过低噪声放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻道的干扰，图２．４给出了本振泄漏示意图。本振泄漏在超外差式接收机中不容易发生，因为本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频带以外【１１。
ＬＯ
Ｌｅａｋａｇｅ
Ｌ０图２４零中频本振泄漏示意图
第二章零中频接收机的结构分析
２．４偶次失真（Ｅｖｅｎ－ＯｒｄｅｒＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）
典型的射频接收机仅对奇次互调的影响较为敏感。在零中频结构中，偶次互调失真同样会给接收机带来问题。如图２—５所示，假设在所需信道的附近存在两个很强的干扰信号，ＬＮＡ存在偶次失真，其特性为
ｙ（ｔ）＝ａｌｘ（ｔ）＋ａ２ｘ２（ｔ）
若（２—１）
ｘ（ｔ）＝４ｃｏｓｃｏｌｔ＋４ｃｏｓｃ０２ｔ（２—２）
则ｙ（ｆ）中包含口：４４ｃｏｓ（ｃｏｚ一嘎）ｆ项，这表明两个高频干扰经过含有偶次失真的ＬＮＡ将产生一个低频干扰信号。若混频器是理想的，此信号与本振信号ｃｏｓｃｏＬＤｔ混频后，将被搬移到高频，对接收机没有影响。然而实际的混频器并非理想，ＲＦ口与Ⅲ口的隔离有限，干扰信号将由混频器的ＲＦ口直通进入巧口，对基带信号造成干扰【１１。
Ｏ
图２．５强干扰信号在偶次失真下产生的干扰
偶次失真的另一种表现形式是，射频信号的二次谐波与本振输出的二次谐波混频后，被下变频到基带上，与基带信号重叠，造成干扰，变换过程如图２－６所不ｏ９
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图２－６射频信号在偶次失真下产生的干扰
这里我们仅考虑了ＬＮＡ的偶次失真。在实际中，混频器ＲＦ端口会遇到同样问题，应引起足够的重视。因为加在混频器ＲＦ端口上的信号是经ＬＮＡ放大后的射频信号，该端口是射频通路中信号幅度最强的地方，所以混频器的偶次非线性会在输出端产生严重的失真【１１。
偶次失真的解决方法是在低噪放和混频器中使用全差分结构以抵消偶次失真。
２．５ｌ／Ｑ失配（Ｉ／ＱＭｉｓｍａｔｃｈ）
采用零中频方案进行数字通信时，如果同相和正交两支路不一致，例如混频器的增益不同，两个本振信号相位差不是严格的９００，会引起基带Ｉ／Ｑ信号的变化，即产生Ｉ／Ｑ失配问题。以前Ｉ／Ｑ失配问题是数字设计时的主要障碍，随着集成度的提高，№失配虽已得到相应改善，但设计时仍应引起足够的重视［１１。
２．６对策和无奈
直流漂移和低频噪声是零中频接收机的致命伤，但是在寻呼机中却没有造成大的伤害，原因在于传统寻呼系统使用了简单的二进制ＦＳＫ调制方式。从频谱上看，仅有少量的信号能量存在于中心频率附近，如图２。７所示，经过混频之后，可以牺牲这部分能量而使用电容隔直流的办法将大部分的直流漂移和低频噪声滤除，这也就是零中频寻呼机所采取的对策，事实证明它非常有效。然而在象ＧＳＭ１０
第二章零中频接收机的结构分析
这样的系统中，情况就完全不同了，为了提高频谱的利用效率，ＧＳＭ采用了ＧＭＳＫ调制。如图２．８所示，ＧＭＳＫ信号中心频率附近能量十分集中，使用简单隔直流的方式将对信号造成严重破坏‘２１。
看起来，直接变频到零中频的设想并不是一条畅通无阻的捷径。
一
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频率（ＫＨｚ）
图２．７二进制ＦＳＫ信号频谱
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赵
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频率（ＫＨｚ）图２－８二进制ＧＭＳＫ信号频谱
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第三章零中频接收机关键技术
面对存在的困难，仍然有人知难而上，力求攻克以直流漂移为主的种种难题；也有人穷则思变，力图绕过重重障碍，另辟蹊径以达到零中频所要达到的目的，在这两个方面都取得了一定的成果。
３．１直流漂移的消除
３．１．１交流耦合（ＡＣＣｏｕｐｌｉｎｇ）
根据直流漂移的成因，可以大致把它分成两类。第一类主要是由上文提到的本振信号的自混频所引起，它是时变的动态漂移；第二类则是由于电路元件的误差和失配所引起的直流工作点的漂移，相对来说，它是一种静态的漂移，可以通过一些微调措施来解决。（实事上，元件的不匹配将导致偶次失真，同样会产生随输入信号幅度而变化的直流成份。但是由于信号本身相当微弱，与自混频效应相比，这种直流漂移量相对较弱。）
将下变频后的基带信号用电容隔直流的方法耦合到基带放大器，以此消除直流偏差的干扰。对于直流附近集中了比较大能量的基带信号，这种方法会增加误码率，不宜采用。通过ＡＣ耦合的方式去除直流分量，比如高通滤波器。但是，对于某些调制方式（如ＣＣＫ）的数字信号来说，其频率分量主要集中于直流点附近。这样的信号通过高通滤波器，如果滤波器的截止频率（ｃｕｔｏｆｆｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）不够低，那么，数字信号所携带的信息将会严重损失。仿真表明，在不计噪声和频率偏移的条件下，高通滤波器的截止频率必须小于数据率（ｄａｔａｒａｔｅ）的Ｏ．１％，信号损失才可以忽略。同时，由于高通滤波器的截止频率很低，电容需要设计很大，会增加很多版图面积。另外，大电容的精度也是一个问题。
因此减少直流偏差干扰的有效方法是将欲发射的基带信号进行适当的编码并选择合适的调制方式，以减少基带信号在直流附近的能量。此时可以用交流耦合的方法来消除直流偏差而不损失直流能量。缺点是要用到大电容，增大了芯片的面积【¨。１２
第二章零中频接收机关键技术
３．１．２谐波混频（ＨａｒｍｏｎｉｃＭｉｘｉｎｇ）
针对自混频现象产生的根源，人们提出使用二次谐波混频作为解决方案。谐波混频与普通混频的区别在于，它所产生的中频频率是输入信号频率与本振频率某次谐波２＿５，如果用岛，五Ｄ和厶分别表示射频信号、本振和中频频率，那么在二次谐波混频中它们的关系是
厶＝１２×厶一名ｌ（３—１）
这样，本振信号的泄漏和反射在混频器中频输出端所产生的自混频信号频率仍然是疋疗，而不是直流。图３－１给出了一个二次谐波混频的电路原理图，根据文献报道，它可以将自混频引起的直流漂移抑制到噪声水平。但这里的问题是，由于使用谐波分量，电路的增益和噪声性能均有所下降，因而限制了其应用。
图３－１一个二次谐波混频电路
谐波混频器的工作原理如图３．２所示。本振信号频率选为射频信号频率的一半，混频器使用本振信号的二次谐波与输入射频信号进行混频。由本振泄漏引起的自混频将产生一个与本振信号同频率的交流信号，但不产生直流分量，从而有效地抑制了直流偏差。
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ｆＬｏｆ阡
ｆＬｏ＝ｆ存／２
图３－２谐波混频器工作原理
图２—３给出一个ＣＭＯＳ谐波混频器，本振信号的二次谐波可通过ＣＭＯＳ晶体管固有的平方律特性得到。晶体管Ｍ３和Ｍ４组成的电路将差分本振电压Ｖｌｏ＋和Ｖｌｏ．转换为具有二次谐波的时变电流，本振信号的基频和奇次谐波在漏极连接处被抵消，产生谐波混频器所需的本振信号的二次谐波电流，实现谐波混频ｎ１。３．１．３漂移去除（ＯｆｆｓｅｔＣａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）
无线通讯协议里，规定有等待时段（ｉｄｌｅｔｉｍｅ），在此时段，只发送载波，不发送信号。可以在此期间测量接收通路上的直流漂移量，并储存在电容上。正常接收信号时，再从信号中减去这部分漂移量。
实现前提是协议中规定有发送等待时段，检测时段和信号处理时段的工作环境完全一致，或者相差无几。普通情况下，检测与信号处理的时间相差不过若干秒，基本可以保证工作环境的一致，所以这个方案是可行的。当然需要得到通讯协议支持，如果在每一帧（ｆｒａｍｅ）前加入等待时段，会比较完美地保证直流漂移量测量符合实际。
发生直流点漂移的地方处于混频器的输出，基带信号处理模块的输入点。无论直流漂移产生的原因是什么，它对于这个节点的影响可以从两种现象进行分析：１）共模电压漂移，２）差模电压漂移。１４
第三章零中频接收机关键技术
—＝
图３－３直流漂移自校正电路
如图３—３所示，假设后继电路为增益控制模块（ＶＧＡ），直流漂移发生点为圪＋和圪一。其共模电压漂移和差分电压漂移两个分量会在ＶＧＡ模块的输出点引起相应的直流偏移分量（圪和屹），有：
ｙ：墨匕业±！幺匕Ｃ＾（３－２）
（３－３）圪＝￥吃件一￥‰一
式中，
￥吃件＝吃件一圪（３－４）
￥‰一＝‰一一圪（３－５）圪是在输入电压％＋和圪一未发生直流漂移时相应输出点‰和‰一的直流电平。
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自校正方案的目的就是指直接将直流偏移分量屹和圪减小至零，同时，尽量减少对临近频域信号的影响。
如［虱３－３所示，自校正电路由直流漂移校正模块（ｄｃ
差分对Ｍ１和Ｍ２组成。设定ｄｃｏｆｆｓｅｔｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）和ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块的共模增益４，差模增益４；差分对共模增益Ａ，差模增益Ｂ。下面推导自修正电路的工作过程【１２】。３．１．３．１对共模电压漂移的抑制
Ｄｃｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块的输入圪蚺和圪卅共模电压分量为圪，设起始吃件
ｏｆｆｓｅｔ和‰卜共模电压分量为Ｋ（Ｏ），那么，经过ｄｃｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块放大
亟掣奠：４圪（ｏ）（３－６），’ｏｏ＼，
再经过差分对Ｍ１和Ｍ２反馈回输入点，得到此时的共模电压分量圪（１），有圪（１）：Ａ掣：ＭＫ（。）
ｏｆｆｓｅｔ（３＿７）圪（１）继续经过模块ｄｃ
此可以得到ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ和差分对Ｍ１、Ｍ２反馈得到圪（２），如
圪（刀）＝（Ｍ）”ｖｃ（ｏ）（３—８）
当Ｍ＜１时，圪（ｎ）专０。即当条件满足时，自修正电路可以成功地抑制共模电压漂移分量【１加。
３．１．３．２对差模电压漂移的抑制
类似于对共模电压抑制的推导，设起始圪小和圪们差模电压分量为％（ｏ），那么，经过ｄｃｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块放大
（‰＋一‰一）＝鸣圪（０）（３—９）
再经过差分对Ｍ１和Ｍ２反馈回输入点，得到此时的差模电压分量Ｖａ（１），有
％（１）＝Ｂ（‰＋一圪。～）＝ＢＡａＶｄ（０）（３—１０）
第三章零中频接收机关键技术
这是一个负反馈过程。如果‰出现一个增量巧（ｏ），那么，差分对反馈回
Ｂ４屹（０），如此再继续发生负反馈过程，得到：
％（刀）＝（Ｂ鸣）”％（ｏ）（３—１１）
当Ｂ４＜１时，圪寸０，可以保证‰，的输出增量趋近于Ｏ。差模电压漂移的分
量可以很好地得到抑制。
实际电路中，还要考虑自校正电路的频率响应ｆ（ｓ）。这里处理的是直流漂
移，故其频率响应必须保证直流点信号的增益，且尽量减少对临近频域的影响。
所以，ｆ（ｓ）应该设计为低通滤波器的频率响应形式ｆ（ｓ）＝ＩＰ（ｓ），Ｐ（ｓ）为
关于ｓ的多项式。那么，整个修正过程可以表示为：
圪＝［酱卜，
圪《黹卜，
进行直流漂移修正时，开启ｄｃｏｆｆｓｅｔ仔蚴ｍｍｃｏｌｌｒｅｃｔｉｏｎ电路，检测‰＋和‰一上的直
流漂移量，通过自校正电路，消除直流点附近频段上的信号。并且通过电容记录
最后的‰＋和‰一。
正常信号处理过程中，ｄｃｏｆｆｓｅｔｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ模块不工作，保持输出‰＋和‰一电
压不变，自校正过程停止。这种模式下，‰＋和‰，一上的直流漂移将被抑制，且
附近频域上的信号受到的影响非常小。不过，这必须满足一个条件，即信号时段
和预处理时段出现的直流漂移量基本一致。为了实现这个条件，‰＋和‰一必须
适时刷新【１２１。
３．２接收机结构的改进与创新
无镜频干扰、无需高Ｑ值中频滤波器，这是零中频接收机之所以具有吸引力
的根本原因。我们完全不必拘泥于结构细节而去寻求实现这些特点的更有效的途１７
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径。于是，我们看到了所谓的低中频（ＬｏｗＩＦ）和类零中频的接收机结构。
３．２．１低中频接收机
为了降低对中频滤波器的要求同时又尽量避免直流漂移和低频噪声的影响，
可以考虑将中频选择在较低但非零的频率上，这就是所谓的低中频接收机。如前
文所述，降低中频频率的直接后果是加大了镜像频率的抑制难度。利用高Ｑ值的
射频滤波器滤除镜频的做法显然有违设计者的初衷，同时也是不太实际的。因此
低中频接收机普遍采用了正交的镜频抑制混频器和多相滤波器，这两者都是利用
信号和镜像干扰经过混频之后存在的相位差异来区分信号和干扰的。镜频的抑制
度对两条正交通路的幅度和相位匹配情况非常敏感，这在一定程度上影响了接收
机的性能；多相滤波器常用ＲＣ网络实现，对镜频抑制有显著帮助，但对信号有
衰减，幸而在这之前信号已经被初步放大，ＲＣ网络造成的影响并不严重【２】。
３．２．２二次变频宽中频（Ｄｕａｌ．Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ
机ｗｉｔｈＷｉｄｅｂａｎｄＦｉｒｓｔＩＦ）接收
这种接收机在第一次变频时将整个信号频段搬移到一个较高的中频，第二次
变频输出是零中频，而信道选择就在第二中频通过低通滤波实现。为抑制镜频，
两次变频都使用了所谓的复混频（ＣｏｍｐｌｅｘＭｉｘｉｎｇ）技术，这与低中频接收机的
镜频抑制原理是基本相同的，也就是在混频过程中保留了信号的相位信息，最终
获得镜像干扰的同相和反相信号，相加后使之相互抵消，而有用信号则相互增强
【２】
ｏ
３．２．３二次变频滑变高中频（Ｄｕａｌ－ＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎｗｉｔｈＳｌｉｄｉｎｇＨｉｇｈＦｉｒｓｔＩＦ）
接收机
据了解这种结构（见图３—４）是在１９９８年的国际固态电路会议（ＩＳＳＣＣ）上
提出来的，很凑巧，当时它也是应用在寻呼机中。与低中频和宽中频接收机不同，
这里的第一中频频率较高，而且是变化的。具体来说，它的第一本振频率设在射
频信号频率的４／５处，因而第一中频频率等于射频信号频率的１／５，即ｆｌＦｌ＝
０．２ｆＲＦ；第二中频为零，即第二次变频为直接变频。换句话说，第二本振频率（也就是第一中频频率）等于第一本振频率的１／４。基于这种关系，第二本振可以将
第三章零中频接收机关键技术
第一本振四分频后得到，四分频的结果是自然地获得了第二本振所需要的正交信
号，从而省却了额外的正交信号发生电路。下面我们来看一下镜频抑制、中频滤
波和直流漂移等方面的情况。
—＝
图３４二次变频滑变高中频接收机结构框图
０．２ｆＲＦ的第一中频使射频信号与镜像干扰之间的距离达到了０．４ｆＲＦ，在一些
情况下镜频抑制甚至仅靠射频电路自身的调谐特性即可，而不必增加任何滤波电
路。与零中频接收机一样，第二次的直接变频使得中频信道选择变得十分简单，
只需要低通滤波器就能完成。与零中频不同的是，信号在第一中频可以获得较大
的增益，由第二次混频所引起的直流漂移和低频噪声对信噪比的影响则大为降低
【２】
ｏ
３．３双正交零中频方案
天线接收到的信号通过一低噪声放大器（ＬＮＡ）后，分为Ｉ、Ｑ两路通道分别
与频率为载波频率的两正交的Ｌ０信号进行混频，直接下变频到基带，其后一低通
滤波器滤除上变频分量，再通过放大器和抗混迭滤波器后，然后对其采样，进行
ＤＳＰ处理。图３—５是其频域示意图（为简单起见，图中略去低通滤波器）【９１。１９
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１、２为需要
的ＲＦ信号桃血相▲叶Ｊ．广一一１
Ｒ位
Ｑ相位
图３．５单正交零中频拓扑结构频域示意图
从图３．５中，可以看出，虽然零中频没有镜像信号，但它并没有解决镜像抑
制问题，因为它带来了自身镜像问题，从图中可以看出，信号与其自身的镜像混
迭，从而无法分开。采用两正交通道，从而给信号解调提供了另一个相位上的维
度，这样解调可以通过某种检测角度的算法如ＣＯＲＤＩＣ算法来实王见【９１。
尽管零中频具有高集成和低功耗的优点，但这种结构采用正交通道，而零中
频的性能优劣很大程度上取决于正交通道的匹配性。在模拟电路中，良好的匹配
是很难达到的，这限制了零中频的应用，在这种匹配中，ＬＯ的９０度相移相位的
匹配尤为重要，由于是零中频，本振ＬＯ的频率和载波频率相同。而在高频下，
相移网络的相位误差较大，这使得镜像抑制的性能下降，从而使得接收机的总体
性能下斛９１。
在零中频应用中，一般情况下，为达到所需要的镜像抑制比，往往需要相移
误差小于３度。由于在零中频中，ＬＯ为载波频率，所以ＬＯ频率较高，而在高频
下想实现这样小的相移误差是比较困难的，这需要复杂的片外调整才能做到。而
现在一种新的中频拓扑结构，称为双正交零中频结构，对ＬＯ相移网络的相位误
差是不敏感的，从而极大提高了零中频结构的性能【９】。
新的拓扑结构是以图３－６的双正交下变频取代图３—５中的单正交下变频结构。
ＬＮＡ之后的ＲＦ信号通过９０度相移网络（Ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｎｅｔｗｏｒｋ）后分为两正交信号，
再分别与两正交ＬＯ信号混频直接下变频到基带，如图３－６所示【９Ｊ。
第三章零中频接收机关键技术
Ｉ相位
１、２为需要
的ＲＦ信号２丘‘
Ｑ相位
图３．６双正交零中频拓扑结构及其频域示意图
下面我们用复信号处理的方法来推导两种零中频结构的镜像抑制比（ＩＲＲ）。
３．３．１单正交零中频
对单正交零中频，若ＬＯ之间相移误差为Ａ０，即有
置Ｄ，＝ｃｏｓ（ｗｗｔ）
Ｘ啦＝ｓｉｎ（ｃｏＬ０ｔ＋ＡＯ）
复信号表达为（３－１４）（３－１５）
ｃｏｓ（吮棚＋埘ｎ（吼ｏｔ＋Ａ０）＝三（１＋∥）Ｐ蚴＋ｌ（１－ｅ－ｊａ口）Ｐ—Ｍ（３＿１６）
设输入信号为ｃｏｓ（ｃｏ肚ｔ），复信号表达即为
二（Ｐ腑‘＋ｅ－ｊａＪ舻‘）＾、，
则混频输出为
圭（ｇ附＋矿蚶）・巴（１＋扩勺产Ｄｆ＋ｌ（１－ｅ－ｍ）矿础］２１
电子科技大学‘【程硕士学位论文
滤除上变频分量得到
丢［（１＋扩口）Ｐ。（％吨办＋（１一∥鲫）∥％一％）ｆ
可见，上式有两项，一项为所需要的信号
三（１＋ｅｊａｅ）口√‰咆砂
另一项为镜像信号
去（卜∥的）∥‰吨办
镜像抑制比（ＩＲＲ）定义为信号功率ＰＲ与镜像信号功率ＰＩＭ的比值，即
ＩＲＲ＝１０ｌｇ（ＰＲ／Ｐ，＾，）＝２０Ｉｇ（１＋ｅｊＡｏ／１－－ｅ－Ｊａｐ［）
得（３—１７）
ＩＲＲ划ｔｇ篙篇（３－１８）
３．３．２双正交零中频
对双正交零中频，在失配情况下，假设ＲＦ相移网络和ＬＯ相移网络得相移
误差分别为△０１及Ａ０２，设信号为
义肚２ｃｏｓ（ｃｏ肛ｔ）（３—１９）
通过移项网络后得到
ｃ。ｓ（％Ｆｆ）一／ｓｉｎ（仞ｂｆ＋△幺）：ｉ１（１一Ｐ弘Ｂ）Ｐ豇虹‘＋ｌ（１．＋ｅ－ＪＡ岛）Ｐ一豇ｋ‘
设ＬＯ为
１１（３—２０）
去（１＋ｅｊＡｏ，）ＰＭ＋去（１＿ｅ－Ｊａｅ，）Ｐ魄∥
混频输出后滤除上变频分量，有
去（１＋Ｐ弘ｑ）（１＋∥岛）Ｐ√（咐一％ｐ＋丢（１－ｅｊＡｑ）（１－ｅｊＡｅ：）∥％一％ｐ
其中第一项为信号分量，第二项为镜像分量，则镜像抑制比为ＩＲ＝１０ｌｇ（ＰＲ／Ｐｍ）＝２０ｌｇ（一，净２。
第三章零中频接收机关键技术
ＩＲＲ＝１０１９＿（１—＋ｃ—ｏｓ—Ａ—Ｏｔ）瓦（１—＋—ｃｏ百ｓＡ０２）（１一ｃｏｓ△ｑ）（１一ｃｏｓａ０２）
３．３．３结果分析讨论
由两种拓扑结构镜像抑制比得表达式，可以看出，由于（３—２２）
（１＋ｃｏｓＡ０１）（Ｉ＋ｃｏｓＡ０２）＞（Ｉ＋ｃｏｓＡ０２）
（１一ｃｏｓ△ｑ）（１一ｃｏｓ△馥）＝（Ｉ－ｃｏｓＡ０２）
所以，双正交的镜像抑制比远大于单正交的镜像抑制比。
另外，由于△０１及Ａ０（３—２３）（３—２４）２为小量，所以（１一ｃｏｓ△ｑ），（Ｉ－ｃｏｓＡ０２）均趋近于
零，而两者相乘，使得其趋近于零的速度更迅速，也就是说，这种拓扑结构对于
相移网络的相移误差是不敏感的。由式（３．１８）（３．２２），我们用ＭＡＴＬＡＢ分别
得到描述两种拓扑结构的镜像抑制比（ＩＲＲ）和移相网络误差之间关系的曲线，
如图３．７和图３．８所示。
兽
Ｕ．Ｕ
・船
罪
骚
嚣
相位误差（度）图３．７单正交零中频ＩＲＲ与相位误差关系
电子科技人学ｆｊ程硕十学位论文
兽
Ｕ山
甜暑
晕
蛙
嚣
相位误差（度）
图３—８舣正交零中频ＩＲＲ与相位误差关系
在图中可以看出，在同样的相移误差范围内，双正交的镜像抑制性能显然比单正交的镜像抑制性能要好得多。在某种特定应用中，为达到要求的镜像抑制比，双正交零中频对相移网络的相移误差的要求比单正交零中频对相位误差的要大大放宽。如对单Ｊ下交结构，当Ａ０＝１。时，ＩＲＲ为４１ｄＢ，而为达到同样的镜像抑制比，Ａ０１及△０２可分别放宽到１０。；另一方面，当△０１及Ａ０２误差为１。时，ＩＲＲ为８２ｄＢ，镜像抑制比的分贝数值提高了一倍。所以，双正交零中频结构的镜像抑制性能对相移网络的相位误差是不敏感的。这一点在ＲＨＣ的设计中是很重要的，因为ＲＦ前端工作在高频，所以构成相移网络的元件如Ｒ、Ｌ、Ｃ等尺寸很小，从而具有更大的工艺偏差。为了减少工艺偏差，则需要复杂的片外调整，因而增加了制造成本。而双正交结构大大降低了系统镜像抑制性能对器件工艺偏差的敏感性，从而免除了复杂的片外调整，这不仅降低了生产成本，而且极大地提高了零中频接收机的实用价值。２４
第四章零中频接收机设计与实现方式
第四章零中频接收机设计与实现方式
４．１接收器结构
首先接收通道的不同架构及其优缺点，目前接收通道共有三种结构形式。＞二次下变频转换中频欠采样（ＤＤＣ）
＞一次下变频转换中频欠采样（ＳＤＣ）
＞直接变换或零中频接收器（ＤＣＲ或ＺＩＦ）
４．１．１二次下变频转换中频欠采样
主惦邀稔铡倍邀图４－１二次下变频转换中频欠采样结构图
电子科技大学。Ｉ：程硕士学位论文
优势：
＞ＡＤＣ量化较低频率的中频的模拟信号
＞利用中频滤波器的频率选择性衰减信道外的阻塞信号电平（降低对后续
元器件动态范围的要求）
＞系统的总体最佳动态范围取决于中频滤波器的频响特性
缺点：
＞元器件数量较多
＞占用较大的电路板尺寸
＞成本最高
＞每一级下变频转换均需要镜频抑制滤波器
＞每一级下变频转换的半中频杂散信号限制了中频选择性
＞由于采用二次混频架构，提高了频率规划的复杂性
４．１．２一次下变频转换中频欠采样
１．传遵协嬲嚣邀图４－２一次下变频转换中频欠采样结构图
第四章零中频接收机设计与实现方式
优势：
＞只需要一次下变频转换
＞成本低于二次变换结构
＞
＞电路板尺寸小于二次变换结构由于采用一次混频结构，简化了频率规划
缺点：
＞ＡＤＣ量化较高频率的模拟信号
＞比ＺＩＦ结构需要更大的电路板尺寸
＞与ＺＩＦ结构相比，频率规划更困难＞成本高于ＺＩＦ结构
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４．１．３直接变换或零中频结构
ＭａｉｎＤｉｖｅｒｓｉｔｙ
－１．１＞＿１凸卜
ＲＦ
ａｍｐ滤ＲＦ涟器
ＲＦ静端．包然：ＬＮＡ、分潞嚣以及弼予接
收通邋债莓纷配的滤渡落，点持多收发器
—爿＝ｆ泄跹舣路
ＡＤＣｌｊ冠道潼竣ＶＧＡ缀
愀ｊ蕞司㈣ＲＦ
ＨｐＦＺＩＦ一１．＞一１凸卜ａｍｐ滤Ｒ渡Ｆ嚣既Ｆｄｏｃｋ耻弭］陈艘ｌ邋趱旄拨ｖ６Ａ缀
图４－３零中频结构图专一ｊ］｝ｊ［黜ＬＰＦ（执黻褒沈渡）《ＡＣ橘台）滗籀嚣
优势：
＞与其它结构相比电路更简单
＞总体成本最低
＞ＡＤＣ工作在较低的输入频率，可获得最佳的系统性能
＞频率规划最简单
＞无需ＲＦ镜频抑制滤波器
缺点：
＞基带直流失调降低了系统的总体动态范围
２８
第四章零中频接收机设计与实现方式
＞对镜频抑制的需求，使得多载波应用中所能容许的Ｉ／Ｑ失配非常小
＞偶次谐波失真降低了灵敏度
＞低辐射对ＬＯ泄漏指标的要求更苛刻
＞一般情况下，动态范围低于其它两种结构
４．２ＭＡＸ２０２１接口及原理图
目前零中频的集成芯片比较多，频率覆盖范围宽，选择的余地比较大，这里用ＭＡＸＩＭ公司的ＭＡＸ２０２１为例，介绍这方面的芯片的大概情况，帮助我们的设计【２９１。
图４＿４ＭＡＸ２０２１接口及原理图
４．３ＭＡＸ２０２１性能介绍
ＭＡＸ２０２１低噪声、高线性度、直接上变频／下变频转换的正交调Ｎ／解调器可应用于ＲＦＩＤ手持产品或门禁读卡器，也可应用于单载波与多载波的７５０ＭＨｚ至
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１２００ＭＨｚＧＳＭ／ＥＤＧＥ、ＣＤＭＡ２０００、ＷＣＤＭＡ和ｉＤＥＮ基站。直接变频结构与传统的基于中频（ＩＦ）的双变频系统相比具有一定的优势，因为它可以显著降低发送器或接收器的成本，减少元件的数量并减小功率消耗。
ＭＡＸ２０２１不仅具有出色的线性度和噪声指标，还具有非常高的器件集成度。该器件包含两个用于调制或解调同相和正交信号的匹配无源混频器，两个本振（ＬＯ）混频放大驱动器和一个本振（ＬＯ）正交分相器。同时还集成了片上巴伦，支持单端ＲＦ和ＬＯ连接。此外，内部匹配的基带输入可直接与发送ＤＡＣ接口，无需昂贵的Ｉ／Ｑ缓冲放大器。
ＭＡＸ２０２１由单极性＋５Ｖ电源供电，采用紧凑的３６引脚、带由裸焊盘的薄型ＱＦＮ封装（６ｍｍＸ６ｒａｍ）。在一４０℃～８５℃的扩展级温度范围内，器件的电气性能可有效保证。其主要指标如下：
ａ）总体指标
・７５０ＭＨｚ至１２００ＭＨｚ的ＲＦ频率范围
●功率可调：外部电流设置电阻提供器件低功耗／低性能工作模式选项
・３６引脚，６ｍｍＸ６ｍｍ的ＴＱＦＮ小型封装提供高隔离度
ｂ）调制器工作
・符合四载波ＷＣＤＭＡ的６５ｄＢｃＡＣＬＲ
●
●
●
●＋２１ｄＢｍ的典型０口３＋５８ｄＢｍ的典型Ｏｍ２＋１６．７ｄＢｍ的典型ＯＰｌｄＢ－－３２ｄＢｍ的典型本振（ＬＯ）泄漏
●４３．５ｄＢｃ的典型边带抑制
・一１７４ｄＢｍ／Ｈｚ的输出噪声密度
・ＤＣ至３００ＭＨｚ的基带输入可直接与发射ＤＡＣ接口，无需昂贵的Ｉ／Ｑ缓
冲放大器
・ＤＣ耦合输入允许用户调节失调电压
ｃ）解调器工作
●＋３５．２ｄＢｍ的典型Ｉｐ３
●＋７６ｄＢｍ的典型ＩＩＰ２
●＞３０ｄＢｍ的ＩＰｌｄＢ
・９．２ｄＢ的典型变频损耗
・９．３ｄＢ的典型噪声系数
●０．０６ｄＢ的典型Ｉ／Ｑ增益不平衡３０
第四章零中频接收机设计与实现方式
●Ｏ．１５。的典型Ｉ／Ｑ相位不平衡
４．４详细说明
４．４．１ＬＯ输入巴伦、ＬＯ缓冲器和分相器
ＭＡＸ２０２１集成了内部巴伦、一个ＬＯ缓冲器、一个分相器、两个ＬＯ驱动放大器、两个匹配的双平衡无源混频器和一个宽带正交合成器。ＭＡＸ２０２１的高线性度混频器连同器件精确的同相、正交信道匹配使其具有非常好的动态范围、ＡＣＬＲ、ｌｄＢ压缩点以及ＬＯ和边带抑制特性。这些特征使得ＭＡＸ２０２１成为四载波ＷＣＤＭＡ应用的理想选择。
ＭＡＸ２０２１要求标称功率为２ｄＢｍ的单端ＬＯ输入。ＬＯ输入端的内部低损耗巴伦将单端ＬＯ信号转换为ＬＯ缓冲器输入端的差分信号。而且，在整个工作频带内，内部巴伦将缓冲器的输入阻抗匹配到５０Ｑ。
ＬＯ缓冲器的输出进入到分相器，分相器可以产生与原始信号相位差９０。的第二个ＬＯ信号。０。和９０。相位的ＬＯ信号驱动Ｉ和Ｑ混频器。
４．４．２ＬＯ驱动器
经过分相器后，０。和９０。相位的ＬＯ信号分别被一个两级放大器放大后驱动Ｉ和Ｑ混频器。放大器提高ＬＯ信号的电平来补偿ＬＯ驱动电平的变化。两级ＬＯ放大器允许ＬＯ驱动具有较宽的输入功率范围。ＭＡＸ２０２１允许的ＬＯ电平是－－６ｄＢｍ至＋３ｄＢｍ。
４．４．３Ｉ／Ｑ调制器
ＭＡＸ２０２１调制器由一对匹配的双平衡无源混频器核和一个巴伦组成。Ｉ和Ｑ差分基带输入可接受差分幅度高达４ＶＰ—Ｐ的ＤＣ至３００ＭＨｚ信号。宽带输入使得ＭＡＸ２０２１可以作为直接变频的ＲＦ调制器或者镜频抑制混频器使用。宽共模范围可以实现与基带ＤＡＣ的直接接口。在应用于ＣＤＭＡ２０００和ＷＣＤＭＡ时，基带ＤＡＣ和ＭＡＸ２０２１之间不需要有源缓冲电路。
Ｉ信号和Ｑ信号直接调制０。和９０。相位的ＬＯ信号并被上变频到Ｉ疆频率。Ｉ和Ｑ混频器的输出通过一个巴伦产生单端ＲＦ输出。
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４．５应用信息
４．５．１ＬＯ输入驱动
ＭＡＺ２０２１的ＬＯ输入端内部匹配到５０Ｑ，需要一个７５０ＭＨｚ至１２００ＭＨｚ频率范围内的单端驱动。集成的巴伦将单端输入信号转换成ＬＯ缓冲器差分输入端的差分信号。实现该接口只需要一个外部隔直电容。ＬＯ输入功率应该保持在一６ｄＢｍ至＋３ｄＢｍ范围内。为了获得最好的整体性能，推荐使用－－３ｄＢｍ的ＬＯ输入功率。
４．５．２基带Ｉ／Ｑ输入驱动
差分驱动ＭＡＸ２０２１的Ｉ和Ｑ基带输入以获得最好性能，基带输入有一个５３Ｑ的差分输入阻抗，Ｉ和Ｑ输入的最佳源阻抗是１００Ｑ差分阻抗，该源阻抗可以实现信号至Ｉ和Ｑ输入端的最佳传输和最佳的输出ＲＦ阻抗匹配。ＭＡＸ２０２１的Ｉ和Ｑ输入端可以接收高达＋２０ｄＢｍ的输入功率电平，对于复杂波形，如ＣＤＭＡ载波或ＧＳＭ信号，需使用更低的输入功率电平，因为这些复杂波形具有很高的峰均比。峰值信号功率必须保持在ＭＡＸ２０２１的压缩电平之下，输入共模电压应该被限制在一３．５Ｖ到＋３．５Ｖ的ＤＣ范围内。
ＭＡＸ２０２１可直接于ＭＡＸＩＭ的高速ＤＡＣ接口，构成了一个理想的完整发送器链路，具有最少的辅助电路元件。高速ＤＡＣ可以选择ＭＡＸ５８７５双路ＤＡＣ或ＭＡＸ５８９５内插双路ＤＡＣ，这些ＤＡＣ提供以地为参考的差分电流输出，每个ＤＡＣ通过典型的５０Ｑ负载电阻将输出端接到地，且具有１００ｍＡ的额定ＤＣ输出电流，在调制器的Ｉ／Ｑ输入端产生０．５ｖ的共模ＤＣ电平。对于单载波ＣＤＭＡ或ＷＣＤＭＡ，ＤＡＣ提供的额定信号电平在一１２ｄＢｍ的范围内，而对于四载波应用，每路载波减小到一１８ｄＢｍ。
－－０．１ｄＢＩ／Ｑ输入带宽大于５０ＭＨｚ。ＤＡＣ于ＭＡＸ２０２１直接进行连接，不需要性能受限的基带放大器，从而保证了最大的信号保真度，并可以通过一个低通滤波器来滤除ＤＡＣ输出响应所产生的镜频。ＭＡＸ５８９５内插双路ＤＡＣ可以在高达×８的插值率下工作。这可以将ＤＡＣ的镜频搬移到一个很高的远端频率，从而使基带滤波器的设计变得更容易。该ＤＡＣ的输出噪声底和内插滤波器的阻带衰减足够好，可以保证在调制器ＲＦ输出端没有滤波器的情况下，对于较大的频偏，如６０ＭＨｚ仍可以满足３ＧＰＰ噪声底要求。３２
第四章零中频接收机设计与实现方式
下图所示是ＭＡＸ２０２１与一个ＭＡＸＩＭＤＡＣ简洁有效的接口，图中使用的是ＭＡＸ５８９５，１６位内插调制双路ＤＡＣ。ＭＡＸ５８９５ＤＡＣ内部具有可编程的增益和差分偏置控制功能，可以用来优化ＭＡＸ２０２１正交调制器的本振（ＬＯ）泄漏和边带抑制。
图４．５ＭＡＸ２０２１与ＭＡＸ５８９５交联图
４．５．３ＲＦ输出
ＭＡＸ２０２１的内部无源混频器结构使得该器件拥有非常低的输出噪声底。在这样的结构中，总的输出噪声是理论热噪声（ＫＴＢ）和来自片上ＬＯ缓冲器噪声功率的总和。如典型工作特性所示，ＭＡＸ２０２１在输出功率增加时，噪声电平跟随ＬＯ缓冲器噪声成分变化，该噪声成分大约为一１６８ｄＢｃ／Ｈｚ。该器件的Ｉ／Ｑ输入功率电平和插入损耗共同决定ＲＦ输出功率电平。输入功率是从Ｉ和Ｑ输入端传输到内部５０Ｑ终端负载，从而在ＲＦ输出端产生－－２３．２ｄＢｍ的输出功率。
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４．５．４外部双工器
通过在Ｉ和Ｑ端口引入ＤＣ偏置可以将ＲＦ端口的本振（ＬＯ）泄漏调零，使其电平低于－－８０ｄＢｍ。但是，这种在ＲＦ端口的置零效果会因Ｉ／Ｑ端Ⅲ接口的阻抗不匹配而变差。必须使Ｉ／Ｑ端口和ＤＡＣ驱动电路相匹配。如果不匹配，本振（ＬＯ）的二次谐波（２ｆｒｏ）会泄漏到调制器的Ｉ／Ｑ输入端口，再与内部的本振（ＬＯ）信号混频后在ＲＦ输出端产生额外的本振（ＬＯ）泄漏。该泄漏可以抵消本振（Ｌ０）调零的效果，而且，本振（ＬＯ）信号在Ｉ／Ｑ中频（ＩＦ）端口反射后产生的残余ＤＣ成分会影响调零状态。
如图４－６所示，在每个Ｉ＋、Ｉ—Ｑ＋和Ｑ一端口进行ＲＣ端接可以在不同的温度、本振（ＬＯ）频率和基带驱动条件下减少ＲＦ端口的本振（ＬＯ）泄漏。详情参见典型工作特性。选择１００Ｑ的阻值和１／（２丌ＲＣ）的转角频率可以充分地滤除ｆｒｏ和２ｆｒｏ泄漏，而不影响最高基带频率处的基带响应平坦度。对于Ｉ＋／Ｉ一和ＱＪＱ一端的共模ｆｌ＿ｏ和２ｆｒｏ信号，ＲＣ网络相当于一个５０Ｑ（Ｉ沈）的端接电阻。ＲＣ网络为ｆ西和２ｆｒｏ泄漏提供吸收路径，而电感则提供高阻路径，从而帮助完成双工操作。
图４—６ＭＡＸ２０２１匹配电路
第四章零中频接收机设计与实现方式
４．５．５ＲＦ解调器
ＭＡＸ２０２１也可以作为ＲＦ解调器使用，将ＲＦ输入信号直接下变频到基带。单端ＲＦ输入端可以接收功率电平高达＋３０ｄＢｍ的７５０ＭＨｚ范围内的信号。无源混频器结构产生９．２ｄＢ的典型变频损耗。优化的下变频器具有很高的线性度，出色的噪声性能，＋３５．２ｄＢｍ的典型三阶输入截取点（ＩＩＰ３），大于＋３０ｄＢｍ的ｌｄＢ压缩点（Ｐ１ｄＢ）和９．３ｄＢ的噪声系数。
Ｉ／Ｑ端１２１的宽带特性允许该端１２１在下变频至正交中频（Ⅲ）频率时作为镜频抑制混频器使用。ＲＦ和ＬＯ输入端口内部匹配到５０Ｑ，这样，连接时不需要匹配元件，只需一个隔直电容即可。
４．５．６利用偏置电阻调节功率
本振（ＬＯ）缓冲器的偏置电流可以通过微调电阻Ｒ１、Ｒ２和Ｒ３来优化。ＭＡＸＩＭ推荐是使用精度为±１％的电阻，±１％的标准电阻也可以使用。典型应用电路总给出的电阻值都经过挑选，可以在７５０ＭＨｚ到１２００ＭＨｚ的整个频带内提供最高性能。如果需要，选择不同的Ｒ１、Ｒ２和Ｒ３可以使该电流偏离标称值。４．５．７布局考虑
设计合理的ＰＣＢ是ＲＦ／微波电路的基本要求。尽量减小ＲＦ信号线长度，以减小损耗、辐射和寄生电感。为获得最佳性能，将接地引脚直接连接到封装底部的裸焊盘至ＰＣＢ地层时，尽可能使用多个接地过孔。这种方法为该器件提供了良好的ＲＦ／热传导路径。将裸焊盘焊接至ＰＣＢ器件封装的底部。ＰＣＢ布局可以参考ＭＡＸ２０２１评估板。
４．５．８电源旁路
合理的电源旁路对高频电路的稳定性至关重要。在尽可能靠近引脚处，用３３ｐＦ和０．１ｕＦ的电容旁路所有的ＶＣＣ一引脚。最小的电容应该被放置在最靠近器件处。为获得最佳性能，需使用合理的电源布局。ＭＡＸ２０２１的几个ＲＦ处理级使用不同的ＶＣＣ．引脚，当它们片上去耦时，片外的相互作用可能会降低增益、线性度、载波抑制和输出功率控制范围。不同级之间过多的耦合也可能会降低稳定
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性。
４．５．９裸焊盘ＲＦ／热传导考虑事项
ＭＡＸ２０２１引脚薄型ＱＦＮ—ＥＰ封装的裸焊盘提供了一条与管芯之间的低热阻路径。设计ＰＣＢ时，要重点考虑通过该焊盘与ＰＣＢ的接触来导热。此外，裸焊盘与电气地之间还为该器件的ＲＦ信号提供了一个低电感路径。
裸焊盘（ＥＰ）必须直接或通过一系列电镀过孔连接至ＰＣＢ的地层，推荐使用９个过孔，３×３排列。将该焊盘连接至地，对器件进行有效的散热非常重要。在可能的情况下要尽量使用直接接地。
第五章测试与数据分析
第五章测试与数据分析
５．１试验板
按照美信公司公丌的资料，按原理图布置了ＭＡＸ２０２１的测试试验板，试验
板共４层，Ｇｅｒｂｅｒ图分别如下。
ＭＡＸ２０２１试验板印制板图
ＴｏｐＬａｙｅｒＩｎｎｅｒＬａｙｅｒ２（ＧＮＤ）
ＩｎｎｅｒＬａｙｅｒ２（Ｒｏｕｔｅｓ）
一ＢｏｔｔｏｍＬａｙｅｒ
图５．１ＭＡＸ２０２１试验板印制板图
电子科技人学一ｌ：程硕十学位论文
５．２测试平台组成
对数字电路的测试，传统的测试手段主要是以码型发生器作为被测电路的激励，然后利用示波器和逻辑分析仪来进行信号分析，对数字信号的时序和逻辑关系进行测试。但这种方法很难直接对电路中数字信号的矢量参数进行分析，例如量化数字ＩＱ信号的调制精度，相位误差等。也不能直观地提供信号处理算法的效果定量参数。而这些参数对于精确判断数字电路的性能或故障定位是非常重要的。
基于先进仪表的技术发展。可以建立完整的数字中频测试平台。在这个平台上，可以完成对数字中频电路进行独立测试。测试中，系统能提供实时的数字矢量激励信号，数字信号的格式和电平与被测试数字电路相匹配。数字信号分析仪不仅能对数字信号的波形和逻辑关系进行测试。还可连接矢量分析软件完成对被测数字信号的幅度和相位参数进行分析。数字中频测试平台解决方案如图５－２所示。
翁劈岢◆２Ｒ瓣。峭黧耔中燃一攀０。ｋ囝圹６，髂一鼯ｒ■暑２◆
Ｆ餮圈霸一图５—２安捷伦数字中频测试方案
第五章测试与数据分析
表５．１测试仪表
功能要求
输出信号格式：串行或１６Ｂｉｔ并行
数字信号速率：串行：４００Ｍ，并行：１００Ｍ
在计算机上首先建立复杂调制信时钟信号频率：ＩＯＯＭＨｚ，
号的波形数据文件。通过Ｎ５１０１Ａ支持内部时钟和外部时钟
高速接口卡下载到Ｎ５１０２Ａ数字信信号电压类型：ＬＶＤＳ差分
号接口卡中。Ｎ５１０２Ａ根据数字信单端：ＬＶＴＴＬ，ＣＭＯＳ
号格式定义输出数字化矢量信号信号内容：用户建立的波形文件数字化矢和同步时钟信号。量激励信输出信号格式：串行或１６Ｂｉｔ并行号产生Ｎ５１０２Ａ＋Ｅ４４３８Ｃ／Ｅ８２６７Ｄ信号源数字信号速率：串行：４００Ｍ，并行：１００～
时钟信号频率：ＩＯＯＭＨｚ，Ｅ４４３８Ｃ和Ｅ８２６７Ｄ矢量调制信号支持内部时钟和外部时钟源能输出完整的数字和矢量调制信号电压类型：ＬＶＤＳ差分信号。Ｎ５１０２Ａ能和矢量信号源连单端：ＬｖＴＴＬ，ＣＭＯＳ接，根据数字信号格式定义输出信号内容：信号源支持的所有矢量调锒数字化矢量信号和同步时钟信信号。包含：任意数字调制信号，无线号。通信信号，雷达信号
１６９００Ａ逻辑分析仪＋８９６０１Ａ矢量实现方案Ｎ５１０２Ａ＋Ｎ５１０１Ａ＋Ｎ５１ｌＯＢ＋信号波形文件性能指标
分析软件
测试通道：６４通道（可扩展模块）
逻辑分析仪完成对数字信号的采采样速率：定时分析：１．２ＧＨｚ
集。在对ＦＰＧＡ器件的测试中。状态分析：６００Ｍ
数字化信Ａｇｉｌｅｎｔ１６９００Ａ逻辑分析仪利用存储深度：２５６ｋ－－－６４Ｍ
动态探头技术可以选定ＦＰＧＡ内部分析能力：定时分析，状态分析号分析
的测试节点，将测试节点的信号调制特性分析（信号矢量图，星座图，
引入器件物理管腿上。可大大节ＩＱ波形，眼图，幅度误差，相位误差，
省ＦＰＧＡ资源，并提高测试的全面频率误差，信噪比，ＥＶＭ等）
性。８９６０１Ａ软件能提供信号的完
整参数。
测试平台主要针对电子系统中数字信号处理电路和中频电路部分的测试需
求。通过提供完整的测试激励信号，包含简单的码型激励和复杂矢量调制信号。
分析仪表对数字电路的响应进行全面分析。利用分析的结果来评估数字电路的性
能。测试技术的突破是现在先进测试仪表能够提供数字形式的复杂调制信号。如：
任意数字调制信号、无线通信信号、雷达信号、用户计算的任意波信号等，这些
信号可以以数字ＩＱ形式或数字中频形式输出。另外逻辑分析仪除能完成数字信３９
电子科技火学ｆ：程硕士学位论文
号的定时分析和状态分析外。还可作为多通道数字信号的采集电路。采集的数字信号数据可以利用仪表内置的矢量分析软件进行分析。矢量分析的目的是利用频域、时域和解调处理来得到信号完整的参数，特别是调制特性指标。通过对数字电路输入信号和输出信号分别进行矢量分析，还可得到数字信号处理电路的频率响应。数字电路测试平台的主要核心为Ｎ５１０２Ａ数字接口卡和１６９００Ａ系列逻辑分析仪。通过以下具体测试的例子来明确这些仪表的先进功能。
基于数字电路测试仪表，可以对数字电路、模数混合电路及ＤＳＰ处理算法进行独立测试。这样一方面可以消除模拟电路对测试结果的影响。另外可以定量地对数字电路的性能进行验证和评估。数字电路是整个电子系统中灵活性最大，发展最快的部分。利用测试平台的仪表对数字电路进行分析，使得大系统研发过程中，可以针对关键的数字信号处理技术上进行重点研究和突破。关键技术的掌握可以大大提高整个系统研发的效率。
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图５－３Ａｇｉｌｅｎｔｌ６９００Ａ逻辑分析仪动态探头技术
第五章测试与数据分析
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图５４全数字电路测试方案
我们采用Ｎ５１０２Ａ产生数字形式的调制信号，利用８９６１０Ａ矢量信号分析仪或Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＤＡＣ输出信号的频谱参数和调制参数。
在首次测试过程中发现，ＭａｘｉｍＥＶＢ评估板的输出在零频处有较大的凹陷，因而根本无法进行正确的解调。为了定位问题，我们首先采用１６８２Ｄ逻辑分析仪＋８９６０１软件对Ｎ５１０２Ａ数字基带输出的信号进行了解调分析，从而验证了Ｎ５０１２Ａ产生的数字基带信号的完整性和正确性。
因此，问题可能发生在被测ＤＵＴ上。为此，我们对ＭＡＸ５８７３ＥＶＢ评估板进行了改动，焊下巴伦变压器，进行了第二次补充测试。
１）ＭＡＸ５８７３ＥＶＢ板上焊下巴伦变压器，采用Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＤＡＣ的输
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ＤＡＣ的Ｉ＋，Ｑ＋接入到基带信号分析仪测试，其频谱如图５．５所示（调制方式：ＱＰＳＫ）。
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图５—５焊下巴伦变压器后测试ＤＡＣ的输出
分析：发现频谱基本符合要求，但存在较高的零频分量，其星座图偏离元点较大。初步认为是由于基带信号分析仪采用单端输入，直流共模电压远远大于有用信号导致。
此时将ＭＡＸ５８７３输出的模拟信号与Ｅ４４３８Ｃ本身输出的模拟信号进行比较，发现波形一致。初步认为ＭＡＸ５８７３正常工作，由于直流共模电压的影响，无法直接测试ＤＡＣ输出。
结论：上次测试零频率出凹陷确实是受巴伦的影响。去掉巴伦后零频处无凹陷。
２）ＤＡＣ输出＋ＭＡＸ２０２１测试，采用ＤＡＣ加ＭＡＸ２０２１联合测试。
测试条件：ＤＡＣＣＬＫ：１０ｄＢｍ，１３Ｍｂ／ｓ；ＭＡＸ２０２１本振：９６０ＭＨｚ，０ｄＢｍ；ＤＡＣ差分四路输入到ＭＡＸ２０２１。４２
第五章测试与数据分析
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图５—６Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＤＡＣ的输出（ＱＰＳＫ信号）
分析：测试发现Ｅ４４４０能够解调出ＭＡＸ２０２１调制后的信号，ＥＶＭ值满足指标（＜０．７％），但是ＩＱＯｆｆｓｅｔ指标不满足要求。
结论：需要调整ｄｉｆｆＩＱＯｆｆｓｅｔ来提高。ＭＡＸ５８７３正常工作。
３）ＭＡＸ２０２１＋ＡＤＣ输出测试，采用ＭＡＸ２０２１加ＡＤＣ联合测试。
测试条件：ＤＡＣＣＬＫ：１０ｄＢｍ，１３Ｍｂ／ｓ；ＭＡＸ２０２１本振：９６０ＭＨｚ，０ｄＢｍ；ＭＡＸ２０２１差分四路输入到ＡＤＣ。
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图５－７Ｅ４４４０ＡＰＳＡ测试ＡＤＣ的输出（ＱＰＳＫ信号）４３
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５．３测试总结
从以上测试可以发现，ＭＡＸ２０２１可以正常使用。
通过这次实验，验证了零中频方案的完整性和有效性，可以满足数字电路及ＤＳＰ处理算法的要求。同时安捷伦公司的测试方案对此次测试数据的准确性提供了很大的帮助，在此表示感谢。
第五章测试与数据分析
第六章总结
本文讨论了超外差和零中频两种结构的特点，分析了零中频结构存在的本振泄漏、偶次失真、直流偏差、闪烁噪声等问题产生的原因，并给出了零中频接收机的设计方法和相关技术。
随着移动通信中对接收机低功耗、高集成的要求，零中频或直接变频式得到了越来越多的重视。由于零中频消除了Ⅲ级，从而大大提高了集成度和大大降低了功耗。但零中频本身也带来了许多问题，比如一个很重要的是正交通道间的相移匹配问题，由于在高频下本振相移网络的相移误差较大，引起零中频接收机的镜像抑制性能下降，从而限制了它的应用。本文提到双正交零中频拓扑结构，其镜像抑制性能有很大的提高。这种拓扑结构不仅受正交通道间相位误差的影响很小，在同样的增益失配下，双正交零中频结构的镜像抑制比较单正交零中频结构改善了约６ｄＢ。这进一步说明了这种拓扑结构在零中频接收方面的优势。
零中频结构不仅在移动通信方面得到大面积的应用，在军用领域以及航空、航天方面也得到大面积的推广。比如在雷达接收机方面的使用，相信随着集成技术的发展，零中频结构的一些缺陷得到解决，指标的不断提高，零中频接收机会得到进一步的发展。
以低成本、低功耗、小型化、高度集成为目的的无线收发机的研究工作仍然在继续，零中频、低中频以及其它类零中频、类低中频结构各展所长，都希望占得一席之地，但超外差的老大地位依旧稳固，谁能够最终胜出的结论现在下还为时过早。最重要的是，从零中频和其它接收机结构的出现和演化过程中，我们看到了创新所起的作用，正是不断的创新推动了技术的发展，带动了社会的进步。从这一点来说，有无创新才是决定成败的关键。４５
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致谢
经过一年的努力，这篇论文终于得以完成。这罩首先要把我诚挚的谢意献给我的导师张扬老师以及我的副导师彭守富高工。从论文的选题到设计的方案选取，再到论文的数次易稿，无不浸透着老师的心血和汗水，借此机会向他们表示衷心的感谢。
还要感谢我的家人和朋友，在我学习期间给予我学习和生活上多方面的关心和照顾。
感谢单位领导以及同事在我学习期间对我工作的指导和帮助。感谢所有关心和支持我的所有朋友们！