2010年6月
第37卷 第3期 西安电子科技大学学报(自然科学版) JOUR NAL OF XIDI AN UNIV ER SI TY Jun. 2010
Vol. 37 No. 3
doi:10. 3969/j. issn. 1001 2400. 2010. 03. 018
一种宽带数字信道化接收机
王宏伟, 赵国庆, 王玉军, 鲍 丹
(1. 西安电子科技大学电子对抗研究所, 陕西西安 710071;
2. 空军工程大学电讯工程学院, 陕西西安 710077)
摘要:由于数字接收机对瞬时宽带信号实时处理以及高精度测量的要求, 所以设计了一种高效的数字
信道化接收机系统. 采用多相滤波和短时快速傅里叶变换技术结合多相快速傅里叶变换的实时宽带数
字接收机, 能够对宽带信号实时滤波、检测和参数测量, 不仅具有较高的时频测量精度, 而且数据输出率
低. 基于该方法利用现场可编程门阵列和数字信号处理器件设计了瞬时带宽为640M H z 的宽带数字接
收机, 提高了测量精度.
关键词:多相快速傅里叶变换; 信道化接收机; 参数估计
中图分类号:T N971. 6 文献标识码:A 文章编号:1001 2400(2010) 03 0487 05111, 21
Wideband digital channelized receiver design
WAN G H ong w ei , ZH A O Guo qing , WA N G Yu j un 111, 2, BA O Dan 1
(1. Resea rch I nst. of Electr onic Co unter measures, Xidian U niv. , Xi an 710071, China;
2. T elecommunicat ion Eng. Inst. , A ir force U niv. , X i an 710077, China)
Abstract: T he digital r eceiver should possess the abilit y t o pro cess a lar ge number o f data in real t ime
for the w ideband signal. A new kind of efficient dig ital channelized r eceiver is pr oposed in this paper
which is based on polyphase filter s and sho rt t ime F FT technolo gy (polyphase fast Four ier tr ansfo rm). It
can detect o bjects and measure pa rameters for the w ideband sig na l in real t ime. A digita l receiv er system
wit h a 640M H z instantaneous bandw idth is built based on the str ucture pr oposed using FPG A and DSP
devices. It has hig h accuracy of time f requency par amet er measur ement and lo w data output rat io, which
show s the st ructur e is feasible.
Key Words: po ly phase fast Fo ur ier t ransfo rm; channelized r eceiver; parameter estimat ion
理想的电子战接收机除了应具有大的瞬时带宽、高频率分辨率、大动态范围、多信号并行处理能力外, 还必须能对接收到的大量信息进行实时或准实时处理. 基于高速、大容量现场可编程门阵列(FPGA ) 和数字信号处理(DSP) 技术的数字信道化接收机是一种可以满足以上要求的接收机, 它瞬时频带宽、动态范围大、能够同时处理多信号, 可以实现监视频带内信号的全概率截获, 并且数字信道化接收机设备体积小, 信道均衡性好, 因此数字信道化技术在宽带接收机设计中得到了广泛的重视.
但数字信道化技术的发展遇到了两个方面的困难. 一方面, 随着数字器件水平的提高和高速、高性能的ADC 芯片涌现, 高速实时信号处理技术成为限制宽带数字信道化接收机发展的瓶颈. 另一方面, 数字信道化接收机的频率分辨率为每个信道的带宽, 由于信道数目有限、瞬时信号存在的时间有限、信道化处理的时间有限, 因此也限制了信道化接收机的测频精度. 为了提高信号处理的速度并改善参数测量精度, 国内外学者做了大量的研究工作.
笔者提出一种基于多相快速傅里叶变换(FFT ) 的新型数字信道化接收机结构, 能够对信号进行实时并收稿日期:2009 04 10
基金项目: 十一五 国家部委预研基金资助项目(9140A07020806DZ01)
作者简介:王宏伟(1973 ) , 男, 西安电子科技大学博士研究生, E mail:x dw anghongw ei@163. com. [1 8]
488 西安电子科技大学学报(自然科学版) 第37卷行滤波、信号检测, 使得数字信道化接收机结构简单、高效, 具有很强的工程实用性. 利用插值法、流水线工作方式、多次测量求统计平均等方法使宽带信号的时频参数测量精度得到了保证.
1 基于短时FFT 算法的数字信道化接收机
利用短时FFT 技术对宽带信号进行时频分析, 不仅可以处理多个同时到达信号, 而且保留了一定的时域信息, 是一种较好的数字信道化检测方法. 短时FFT 被表示为
ik -j s(n+i) w (i) exp , k =0, ∀, N -1 , (1) ! N i=0
式中的s(n) =I (n) +j Q(n) 为输入信号序列; w (n) 为窗函数(通常选用汉宁窗) , 窗口宽度为N , 短时窗的F(n, k) =宽度决定了频率分辨率, 但为了满足瞬时信号的侦收, 窗宽度的选取不能过大; n 为时刻点, k 为信道号, F(n, k ) 表示n 时刻第k 个信道内的频域复信号. 基于短时FFT 算法的接收机相当于将瞬时带宽f s (即采样频率) 均匀地划分为N 个子频带(即信道) , F(n, k) 2N-1可以看作n 时刻信号在第k 个子频带内的功率反映. 计算信号在每个子频带内的功率并与检测门限比较后, 便可以检测出各信道内是否存在信号, 如果F(n, k) 2大于检测门限, 表示n 时刻存在中心频率(或载频) 为子频带所代表频率(信道号为k) 的信号. 对于某一子信道k, 随着时间n 的推移(短时窗的滑动) , 检测不同时刻该信道内功率值, 便可以知道什么时候有了信号, 什么时候信号消失了, 利用这些信息便能得到脉冲到达时间、脉冲宽度和脉冲重复周期等时域信息. 对于持续时间有限的瞬时信号, 短时窗的滑移量也不宜过大.
图1为基于短时FFT 算法的数字信道化处理功能框图[9], 其中ST FT 模块为实现公式(1)
表示的短时FFT 算法的结构简图. ST FT 模块将高速采集的数字化流以N 点为单元分段作FFT(每一段数据可以称为一帧) , 时域数据流经过STFT 模块以串入串出方式被源源不断地转化为频域数据流. 如果STFT 模块的吞吐速度与高速数字化采集器件的速度匹配, 就可实现实时检测.
图1 基于短时F FT 算法的数字信道化处理功能框图
数据输入输出率是指单位时间内数据流进出FPGA 模块的数据量, 多路器件并行工作时指进出某一路器件的数据量. 短时窗的滑动形式决定了时域分辨率, 也影响着ST FT 模块的实时性和数据输出率(代表FPGA 模块数据输出率). 当窗口无交叠滑动(相邻数据帧间无重复数据) 时具有最差的时域分辨率, ST FT 模块的数据输出率等于数据输入率, 留给STFT 模块的信号处理时间为N /f s ; 当窗口逐点滑动(相邻数据帧间只有一个数据不重复) 时具有最高的时域分辨率, 同时具有最大的输出数据率, 达到数据输入率的N 倍, 留给STFT 模块的数据处理时间仅为1/f s . 显然, 当数字化采集器件速度比较快(f s 较高) 时, 基于短时FFT 算法的接收机难以满足实时检测的要求, 同时数据输出率高时造成后继信号处理压力很大.
2 多相滤波和短时FFT 算法结构
为了提高信号处理速度, 降低数据输出率, 笔者通过扩展资源多路并行处理方式, 即采用多相滤波和短时FFT 结合的算法结构(简称为多相FFT 模块) , 利用现有成熟的技术和资源实现大的瞬时宽带数字信道化接收机. 用图2所示多相FFT 模块结构代替图1框图中的STFT 模块结构, 便可以实现较理想的数字信. 2) 2.
第3期 王宏伟等:一种宽带数字信道化接收机489
图2 多相F FT 算法结构简图
N-1
F(n, k) =! l=0
p-1
i=0
p-1lk s(n+l) w (l) exp -j =N q-1m=0! ! !
!
! i=0p-1i=0p-1s(n +mp +i) w (mp +i) ex p -j q-1(mp +i) k =N m k =q ex p -j ik N ex p -j ik N m=0q-1
! ! s(n +mp +i) w (mp +i) ex p -j m=0s(n +mp +i) w (mp +i) ex p -j m k #=q
(2) ik ex p -j F (n, k #, i) . N i=0
其中N =p ∃q, k =0, ∀, N -1, k #=mod [k, q].
q-1
式(2) 中, F(n, k #, i) =
ex p -j m=0! s(n+mp +i) w (mp +i) mk #, i =0, ∀, p -1为第i 路(相) 的q 点q
FFT 结果. 图2中, w i (m) =w (mp +i) , i =0, ∀, p -1,
为图1中汉宁窗的第i 个多相分支的系数. 在图2算法结构
中, 一帧数据(长度为N ) 被抽取为p 路, 每路q 个点, 加窗
后通过q 点的FFT 模块后再进行q 点串行p 路并行的合
成滤波, 其中的第i 路的合成滤波器结构如图3. 合成滤波图3 第i 路的合成滤波器结构图
器以先进先出(FIFO) 方式, q 点串行p 路并行输入输出.
多相FFT 模块可以分批分次地对不连续的p 个信道同时进行检测, 如第0, p , 2p , ∀, (q -1) p 号信道同时并行检测, 接着第1, p +1, 2p +1, ∀, (q -表1 两种算法时间、资源消耗比较
1) p +1号信道同时并行检测, 如此类推, 最后算法类别计算量(复数运算) 资源消耗第p -1, p +p -1, 2p +p -1, ∀, (q -1) p +ST FT 模块算法N lb N N 点F FT 器件一个p -1号信道同时并行检测, 一帧数据共需要进多相FFT 模块算法q lb q +p q 点FF T 器件P 个行q 次同时并行检测才能完成N 个信道的检
测. 由于算法采用多路并行结构, 多相FFT 模块的数据处理速度和数据输出率等同于任意一路的数据处理速度和数据输出率. 对于某一路而言, q 点的FFT 的运算量比N 点的FFT 的运算量小得多, 处理速度自然要快得多, 同时多相FFT 模块的单路输出数据率降为STFT 模块的1/p , 因此实时性和低输出数据率都得到保证. 表1为基于ST FT 模块算法与基于多相FFT 模块算法的计算复杂度和资源复杂度的比较. 3 信号检测和参数测量
3 1 实时信号检测和时频参数估计
, 2p
490 西安电子科技大学学报(自然科学版) 第37卷个不连续的信道输出口(频域数据) 同时计算n 时刻输出功率, N 个信道功率计算需要分q 次完成. n 时刻第k 个信道的功率计算公式为
p (n, k) =F(n, k)
N -1k=02 , k =0, ∀, N -1 . N-1k=0(3) 系统分批次地将N 个信道的功率值{p (n, k) }与预存的检测门限{V k }进行实时比较, 确定n 时刻各信
道内是否有信号以及信号的数目. 对于宽带信号, 相邻的多个信道输出功率都会过门限, 需要采用相邻信道相关分析来完成信号合并. 对于时间重叠但频谱无交叠的同时到达的多个信号, 可以很容易地在频域将它们分离开来. 由于信号在频域具有能量集中的特性(或者说FFT 运算对信号具有相参积累作用) , 所以利用频域数据的信号检测相对于时域检测可以提高接收机的灵敏度.
%对于某一信道k, 随着时间n 的推移(即数据帧的滑动) , 可以获得不同时刻的功率{p (n, k) }n=0, 即样本
序列流. 统计低于检测门限时的噪声功率, 用于修正门限值V k ; 统计信号首次高于检测门限的起始时刻n 1, 信号首次低于检测门限的结束时刻n 2以及信号在检测门限以上时的累计功率E n, k :
n -12
E n, k =
n=n ! p (n, k) , p (n, k) &V k . (4) 1
将n 1, n 2, E n , k 与信道号k 一起构成序号为r 的检测脉冲描述字W r ={k, n 1, n 2, E n, k }r . 利用W r 序列可以进行脉冲幅度A P 、脉冲到达时间t TOA 、脉宽W P 、载频F R 等参数的粗略估计:
n, k A P =, t TOA =n 1, W P =n 2-n 1, F R =(f s /N ) k max , n 2-n 1
其中k max 为最大功率E n, k max 所在信道号. (5)
3 2 精确测频算法
由于多相FFT 模块输出的频谱是离散的, 如果宽带信号真实频率不与离散值吻合, 而测频结果却以幅度(或功率) 值最大的谱线为准, 就会出现较大的测频误差, 有时不能满足信号处理精度的要求, 需要研究精确测频算法
.
利用加窗后频谱的峰值谱线与相邻谱线的幅度比值包含了
真实频率的位置信息, 通过简单的插值运算就大大提高了测频
[8]精度. 在图4所示各信道频谱幅度图中寻找最大谱线和相邻
次大谱线的幅度值, 分别为X k 和X k+ , 则最大谱线偏离真实峰
值的距离[9]b =(2X k+ -X k ) /(X k +X k+ ) , 式中当X k+1>X k-1
时 =1, 反之 =-1, b 为无量纲的实数(0∋b ∋0 5). 那么频
率估计值为
F R =(k + b) (f s /N ) . (6)
对于同时有多个信号的情况, 需要先将已求出的信号频谱剔除
掉后, 再继续寻找最大谱线X k 和相邻次大谱线X k+ , 利用式
(6) 计算新信号的频率. 插值法适用于宽带信号(占据多个信
道) 、多信号条件下的频率估计, 利用的是频谱幅度信息, 受噪声
影响较大. 对于窄带信号(在一个信道内) , 采用相位差分法[1]图4 各信道频谱幅度图提高精度, 此处不再赘述.
4 数字接收机系统的硬件设计
笔者采用FPGA 和DSP 器件设计了一个瞬时带宽(采样率f s ) 为640MH z 的宽带数字雷达侦察接收机样机. 图5为基于多相FFT 算法的接收机信号处理功能框图, 为了降低数据率, 前端射频部分采用模拟正交下变频结构, 输出I/Q 两路零中频信号, A/D 部分采用2个最高采样率为640万样本数每秒的8位模数转换器件. 为了提高时域分辨率, 系统选取并行处理的4块多相FFT 模块按流水线方式工作. 每一帧数据长度N =128(汉宁窗宽128点) , 每一块多相FFT 模块(图2所示) 分8路(p =8) , 每路选择一个16点(q =16) 的FFT 器件; 每一块多相FFT 模块的每两帧数据间重叠64个点数据, 而不同的多相FFT 模块按流水线方
第3期 王宏伟等:一种宽带数字信道化接收机491滑移) , 数据帧流水图如图6. 系统的时间分辨率 T =16t s =16/640MH z =25ns , 频率分辨率仍为 f =f s /N =5M H z . 由于多块多相FFT 模块并行工作, 留给FPGA 模块的信号处理时间为留给每一块多相FFT 模块的处理时间, 即T R =64t s =64/640M H z=100ns, FPGA 模块的数据输出率为每一块多相FFT 模块的每一路数据输出率
.
图5 基于多相F FT
算法的接收机系统信号处理功能框图
图6 数据帧流水示意图
FPGA 内部各功能模块设计是全系统的关键. 当A/D 工作时, 高达640M B/s 的数据流输入到FPGA, 各功能模块的处理速度必须与此相匹配, 尤其是多相FFT 模块的处理速度要求不低于数据流输入速度, 才能实现实时处理. FPGA 模块主要负责在频域实时检测信号是否存在, DSP 模块仅需对过门限的谱线进行处理(计算时频参数) , 数据率大大降低.
系统达到的主要性能指标如下:瞬时带宽为640M H z; 插值频率估计最大偏差为0 5M H z; 时域分辨率为25ns. 对于属于同一个辐射源脉冲序列的时频参数多次测量求统计平均(25个以上样本) 后也可以进一步提高测量精度, 频率估计精度提高0 1M H z(受频谱幅度测量精度影响) , 时域估计精度提高5ns.
5 总 结
笔者提出的基于多相滤波与短时FFT 结合的宽带数字接收机系统是在现有成熟的技术和资源基础上实现的, 它除了具有数字信道化接收机的诸多优点外, 还具有高效、高灵敏度、实时、低数据输出率等优点, 利用插值、流水、统计平均等方法显著提高了时频参数测量精度. 下一步研究内容是使笔者提出的算法应用于1GH z 瞬时带宽的数字接收机上, 重点研究复杂多信号同时到达情况下的分析测量问题, 改进DSP 算法性能, 使宽带数字接收机稳定可靠地工作.
参考文献:
[1]T sui J. 宽带数字接收机[M ]. 杨小牛译. 北京:电子工业出版社, 2002.
[2]T sui J B, St ephens J P Sr. Dig ital M icr ow ave Receiver T echno lo gy [J].IEEE T r ans on M icro wav e T heor y and T echniques,
2002, 50(3) :699 705.
[3]陈亮, 李建东, 董伟. 信道误差下M IM O 鲁棒迫零接收机[J].西安电子科技大学学报, 2008, 35(6) :957 962.
Chen L iang , Li Jiandong , Do ng Wei. Ro bust M IM O Zero for cing Receiver in the Pr esence of the Channel Estimation Er ro r[J]. Journal of Xidian U niver sity , 2008, 35(6) :957 962. ()
第3期 刘文菊等:传感器网络密钥传播与进化
IEEE T rans on M oblie Computing , 2007, 6(6) :663 677.
[9]553Jolly G, Kusu M , K okate P. A Hicr archical K ey M anagement M etho d fo r Lo w energ y W ireless Sensor Netw or ks [C]//
P roceeding s of the 8t h I EEE Symposium on Comput er s and Communicat ion (ISCC). T urkey:IEEE, 2003:335 340.
[10]Du X, Xiao Y , Guizani M , et al. An Efficient K ey M anag ement Scheme for H etero geneous Senso r Netw o rks[J].A d
H oc N etwo rks, Elsev ier, 2007, 5(1) :24 34.
[11]L iu Z, M a J, H uang Q , et al. A symmetr ic K ey Predistr ibution Scheme fo r Sensor N et wo rks [J]. I EEE T rans on
W ireless Communicatio ns, 2009, 8(3) :1366 1372.
[12]Zhu S, Jajodia S. LEA P:Efficient Secur ity M echanisms fo r L ar ge scale Dist ributed Sensor N etwo rks[C]//Pr oceeding s
of t he 10th A CM Co nfer ence on Comput er and Communications Secur ity (CCS 03). Washingto n:A CM , 2003:62 72.
[13]Eltow eissy M , M oharr um M , M ukkamala R. D ynamic K ey M anagement in Sensor N etwo rks[J].IEEE Communicat ions
M ag azine, 2006, 44(4) :122 130.
[14]Eschenauer L , G lig or V. A K ey M anagement Scheme for Distributed Sensor N etw or ks[C]//Pr oceeding s of the 9th A CM
Conference o n Co mputer and Co mmunicatio ns Security. N ew Yo rk:A CM P ress, 2002:41 47.
[15]D u W , Deng J, Han Y S, et al. A Pairw ise K ey Pr e distr ibut ion Scheme for W ir eless Senso r Netw or ks[C]//Pr oceeding s
of t he 10th A CM Co nfer ence on Comput er and Communications Secur ity. N ew Y or k:A CM Pr ess, 2003:42 51.
[16]L iu D, N ing P. Improv ing K ey P re distributio n w ith Deploy ment K no w ledg e in Stat ic Sensor N etw or ks[J]. A CM T rans
on Senso r N etw orks, 2005, 6(1) :1 19.
[17]A nderso n R, Chan H , Perr ig A. K ey Infection:Smar t T rust fo r Smart Dust [C ]//P ro ceedings of t he 12th IEEE
Internatio na l Conference o n N etw or k P ro tocols (ICN P 2004). Ber lin:IEEE, 2004:206 215.
[18]Chan H , Perr ig A , Song D. Random Key Pr edistr ibut ion Schemes fo r Senso r Netw or ks [C]//I EEE Sy mpo sium on
Secur ity and Pr iv acy. Berkeley :IEEE, 2003:197 213.
[19]K uo C, L uk M , N eg i R , et al. M essag e In a Bot tle:U ser Fr iendly and Secur e K ey D eployment for Sensor No des[C]//
SenSy s 07. Sy dney:IEEE, 2007:233 246.
[20]K lo no wski M , K uty lo wski M , Ren M , et al. F or war d secur e K ey Evolution in Wireless Sensor N etwo rks[C]//CA N S
2007, L N CS 4856. N ew Y or k:Spr inger V erlag , 2007:102 120.
(编辑:齐淑娟)
(上接第491页)
[4]向新, 王勇, 易克初, 等. 基于广义似然比检验的差分超宽带信号接收机[J].西安电子科技大学学报, 2007, 34(1) :26
27.
Xiang X in, Wang Yo ng , Yi K echu, et al. Optimum R eceiv er for the D ifferential U W B Sig nal Based on the G ener alized Likehoo d R atio T est[J].Jo ur nal of X idian U niv ersit y, 2007, 34(1) :26 27.
[5]严天峰, 乔钟纬, 沈佩兰. 软件无线电综合信道化接收系统[J].通信技术, 2009, 42(2) :143 145.
Yan T ianfeng, Q iao Z ho ng wei, Shen Peilan. Integ rated Channelization R eceiv er Sy st em of SDR [J].Communicat ions T echnolog y, 2009, 42(2) :143 145.
[6]周欣, 吴瑛. 一种基于多相滤波的高效信道化算法研究及改进[J]. 信号处理, 2008, 24(1) :46 48.
Zhou Xin, Wu Y ing. T he Research and I mpr ovement o f a H igh Efficient Channelized Algo rithm Based on Po ly phase Filters[J]. Sig nal P rocessing, 2008, 24(1) :46 48.
[7]唐宏, 赵春晖, 张朝柱. 一种基于多相滤波器组的信道化接收机设计方法[J].应用科技, 2006, 33(6) :8 10.
T ang H ong, Zhao Chunhui, Zhang Chao zhu. A Design M ethod o f Channelized Receiver Based on Po ly phase F ilter Banks
[J].A pplied Science and T echnolog y, 2006, 33(6) :8 10.
[8]刘平, 靳成英, 陈曾平. 一种基于短时FFT 的宽带数字接收机设计[J]. 信号处理, 2008, 24(6) :988 991.
Liu P ing, Jin Chengy ing, Chen Z eng ping. A Short t ime FF T Based Desig n for W ideband D igital Reconnaissance Receiver
[J].Signal Pr ocessing , 2008, 24(6) :988 991.
[9]Palmer L C. Coar se Fr equency Estimation U sing the Discrete Four ier T r ansfo rm[J].IEEE T r ans on Infor matio n T heor y,
1974(20) :104 109.
(编辑:郭 华)
2010年6月
第37卷 第3期 西安电子科技大学学报(自然科学版) JOUR NAL OF XIDI AN UNIV ER SI TY Jun. 2010
Vol. 37 No. 3
doi:10. 3969/j. issn. 1001 2400. 2010. 03. 018
一种宽带数字信道化接收机
王宏伟, 赵国庆, 王玉军, 鲍 丹
(1. 西安电子科技大学电子对抗研究所, 陕西西安 710071;
2. 空军工程大学电讯工程学院, 陕西西安 710077)
摘要:由于数字接收机对瞬时宽带信号实时处理以及高精度测量的要求, 所以设计了一种高效的数字
信道化接收机系统. 采用多相滤波和短时快速傅里叶变换技术结合多相快速傅里叶变换的实时宽带数
字接收机, 能够对宽带信号实时滤波、检测和参数测量, 不仅具有较高的时频测量精度, 而且数据输出率
低. 基于该方法利用现场可编程门阵列和数字信号处理器件设计了瞬时带宽为640M H z 的宽带数字接
收机, 提高了测量精度.
关键词:多相快速傅里叶变换; 信道化接收机; 参数估计
中图分类号:T N971. 6 文献标识码:A 文章编号:1001 2400(2010) 03 0487 05111, 21
Wideband digital channelized receiver design
WAN G H ong w ei , ZH A O Guo qing , WA N G Yu j un 111, 2, BA O Dan 1
(1. Resea rch I nst. of Electr onic Co unter measures, Xidian U niv. , Xi an 710071, China;
2. T elecommunicat ion Eng. Inst. , A ir force U niv. , X i an 710077, China)
Abstract: T he digital r eceiver should possess the abilit y t o pro cess a lar ge number o f data in real t ime
for the w ideband signal. A new kind of efficient dig ital channelized r eceiver is pr oposed in this paper
which is based on polyphase filter s and sho rt t ime F FT technolo gy (polyphase fast Four ier tr ansfo rm). It
can detect o bjects and measure pa rameters for the w ideband sig na l in real t ime. A digita l receiv er system
wit h a 640M H z instantaneous bandw idth is built based on the str ucture pr oposed using FPG A and DSP
devices. It has hig h accuracy of time f requency par amet er measur ement and lo w data output rat io, which
show s the st ructur e is feasible.
Key Words: po ly phase fast Fo ur ier t ransfo rm; channelized r eceiver; parameter estimat ion
理想的电子战接收机除了应具有大的瞬时带宽、高频率分辨率、大动态范围、多信号并行处理能力外, 还必须能对接收到的大量信息进行实时或准实时处理. 基于高速、大容量现场可编程门阵列(FPGA ) 和数字信号处理(DSP) 技术的数字信道化接收机是一种可以满足以上要求的接收机, 它瞬时频带宽、动态范围大、能够同时处理多信号, 可以实现监视频带内信号的全概率截获, 并且数字信道化接收机设备体积小, 信道均衡性好, 因此数字信道化技术在宽带接收机设计中得到了广泛的重视.
但数字信道化技术的发展遇到了两个方面的困难. 一方面, 随着数字器件水平的提高和高速、高性能的ADC 芯片涌现, 高速实时信号处理技术成为限制宽带数字信道化接收机发展的瓶颈. 另一方面, 数字信道化接收机的频率分辨率为每个信道的带宽, 由于信道数目有限、瞬时信号存在的时间有限、信道化处理的时间有限, 因此也限制了信道化接收机的测频精度. 为了提高信号处理的速度并改善参数测量精度, 国内外学者做了大量的研究工作.
笔者提出一种基于多相快速傅里叶变换(FFT ) 的新型数字信道化接收机结构, 能够对信号进行实时并收稿日期:2009 04 10
基金项目: 十一五 国家部委预研基金资助项目(9140A07020806DZ01)
作者简介:王宏伟(1973 ) , 男, 西安电子科技大学博士研究生, E mail:x dw anghongw ei@163. com. [1 8]
488 西安电子科技大学学报(自然科学版) 第37卷行滤波、信号检测, 使得数字信道化接收机结构简单、高效, 具有很强的工程实用性. 利用插值法、流水线工作方式、多次测量求统计平均等方法使宽带信号的时频参数测量精度得到了保证.
1 基于短时FFT 算法的数字信道化接收机
利用短时FFT 技术对宽带信号进行时频分析, 不仅可以处理多个同时到达信号, 而且保留了一定的时域信息, 是一种较好的数字信道化检测方法. 短时FFT 被表示为
ik -j s(n+i) w (i) exp , k =0, ∀, N -1 , (1) ! N i=0
式中的s(n) =I (n) +j Q(n) 为输入信号序列; w (n) 为窗函数(通常选用汉宁窗) , 窗口宽度为N , 短时窗的F(n, k) =宽度决定了频率分辨率, 但为了满足瞬时信号的侦收, 窗宽度的选取不能过大; n 为时刻点, k 为信道号, F(n, k ) 表示n 时刻第k 个信道内的频域复信号. 基于短时FFT 算法的接收机相当于将瞬时带宽f s (即采样频率) 均匀地划分为N 个子频带(即信道) , F(n, k) 2N-1可以看作n 时刻信号在第k 个子频带内的功率反映. 计算信号在每个子频带内的功率并与检测门限比较后, 便可以检测出各信道内是否存在信号, 如果F(n, k) 2大于检测门限, 表示n 时刻存在中心频率(或载频) 为子频带所代表频率(信道号为k) 的信号. 对于某一子信道k, 随着时间n 的推移(短时窗的滑动) , 检测不同时刻该信道内功率值, 便可以知道什么时候有了信号, 什么时候信号消失了, 利用这些信息便能得到脉冲到达时间、脉冲宽度和脉冲重复周期等时域信息. 对于持续时间有限的瞬时信号, 短时窗的滑移量也不宜过大.
图1为基于短时FFT 算法的数字信道化处理功能框图[9], 其中ST FT 模块为实现公式(1)
表示的短时FFT 算法的结构简图. ST FT 模块将高速采集的数字化流以N 点为单元分段作FFT(每一段数据可以称为一帧) , 时域数据流经过STFT 模块以串入串出方式被源源不断地转化为频域数据流. 如果STFT 模块的吞吐速度与高速数字化采集器件的速度匹配, 就可实现实时检测.
图1 基于短时F FT 算法的数字信道化处理功能框图
数据输入输出率是指单位时间内数据流进出FPGA 模块的数据量, 多路器件并行工作时指进出某一路器件的数据量. 短时窗的滑动形式决定了时域分辨率, 也影响着ST FT 模块的实时性和数据输出率(代表FPGA 模块数据输出率). 当窗口无交叠滑动(相邻数据帧间无重复数据) 时具有最差的时域分辨率, ST FT 模块的数据输出率等于数据输入率, 留给STFT 模块的信号处理时间为N /f s ; 当窗口逐点滑动(相邻数据帧间只有一个数据不重复) 时具有最高的时域分辨率, 同时具有最大的输出数据率, 达到数据输入率的N 倍, 留给STFT 模块的数据处理时间仅为1/f s . 显然, 当数字化采集器件速度比较快(f s 较高) 时, 基于短时FFT 算法的接收机难以满足实时检测的要求, 同时数据输出率高时造成后继信号处理压力很大.
2 多相滤波和短时FFT 算法结构
为了提高信号处理速度, 降低数据输出率, 笔者通过扩展资源多路并行处理方式, 即采用多相滤波和短时FFT 结合的算法结构(简称为多相FFT 模块) , 利用现有成熟的技术和资源实现大的瞬时宽带数字信道化接收机. 用图2所示多相FFT 模块结构代替图1框图中的STFT 模块结构, 便可以实现较理想的数字信. 2) 2.
第3期 王宏伟等:一种宽带数字信道化接收机489
图2 多相F FT 算法结构简图
N-1
F(n, k) =! l=0
p-1
i=0
p-1lk s(n+l) w (l) exp -j =N q-1m=0! ! !
!
! i=0p-1i=0p-1s(n +mp +i) w (mp +i) ex p -j q-1(mp +i) k =N m k =q ex p -j ik N ex p -j ik N m=0q-1
! ! s(n +mp +i) w (mp +i) ex p -j m=0s(n +mp +i) w (mp +i) ex p -j m k #=q
(2) ik ex p -j F (n, k #, i) . N i=0
其中N =p ∃q, k =0, ∀, N -1, k #=mod [k, q].
q-1
式(2) 中, F(n, k #, i) =
ex p -j m=0! s(n+mp +i) w (mp +i) mk #, i =0, ∀, p -1为第i 路(相) 的q 点q
FFT 结果. 图2中, w i (m) =w (mp +i) , i =0, ∀, p -1,
为图1中汉宁窗的第i 个多相分支的系数. 在图2算法结构
中, 一帧数据(长度为N ) 被抽取为p 路, 每路q 个点, 加窗
后通过q 点的FFT 模块后再进行q 点串行p 路并行的合
成滤波, 其中的第i 路的合成滤波器结构如图3. 合成滤波图3 第i 路的合成滤波器结构图
器以先进先出(FIFO) 方式, q 点串行p 路并行输入输出.
多相FFT 模块可以分批分次地对不连续的p 个信道同时进行检测, 如第0, p , 2p , ∀, (q -1) p 号信道同时并行检测, 接着第1, p +1, 2p +1, ∀, (q -表1 两种算法时间、资源消耗比较
1) p +1号信道同时并行检测, 如此类推, 最后算法类别计算量(复数运算) 资源消耗第p -1, p +p -1, 2p +p -1, ∀, (q -1) p +ST FT 模块算法N lb N N 点F FT 器件一个p -1号信道同时并行检测, 一帧数据共需要进多相FFT 模块算法q lb q +p q 点FF T 器件P 个行q 次同时并行检测才能完成N 个信道的检
测. 由于算法采用多路并行结构, 多相FFT 模块的数据处理速度和数据输出率等同于任意一路的数据处理速度和数据输出率. 对于某一路而言, q 点的FFT 的运算量比N 点的FFT 的运算量小得多, 处理速度自然要快得多, 同时多相FFT 模块的单路输出数据率降为STFT 模块的1/p , 因此实时性和低输出数据率都得到保证. 表1为基于ST FT 模块算法与基于多相FFT 模块算法的计算复杂度和资源复杂度的比较. 3 信号检测和参数测量
3 1 实时信号检测和时频参数估计
, 2p
490 西安电子科技大学学报(自然科学版) 第37卷个不连续的信道输出口(频域数据) 同时计算n 时刻输出功率, N 个信道功率计算需要分q 次完成. n 时刻第k 个信道的功率计算公式为
p (n, k) =F(n, k)
N -1k=02 , k =0, ∀, N -1 . N-1k=0(3) 系统分批次地将N 个信道的功率值{p (n, k) }与预存的检测门限{V k }进行实时比较, 确定n 时刻各信
道内是否有信号以及信号的数目. 对于宽带信号, 相邻的多个信道输出功率都会过门限, 需要采用相邻信道相关分析来完成信号合并. 对于时间重叠但频谱无交叠的同时到达的多个信号, 可以很容易地在频域将它们分离开来. 由于信号在频域具有能量集中的特性(或者说FFT 运算对信号具有相参积累作用) , 所以利用频域数据的信号检测相对于时域检测可以提高接收机的灵敏度.
%对于某一信道k, 随着时间n 的推移(即数据帧的滑动) , 可以获得不同时刻的功率{p (n, k) }n=0, 即样本
序列流. 统计低于检测门限时的噪声功率, 用于修正门限值V k ; 统计信号首次高于检测门限的起始时刻n 1, 信号首次低于检测门限的结束时刻n 2以及信号在检测门限以上时的累计功率E n, k :
n -12
E n, k =
n=n ! p (n, k) , p (n, k) &V k . (4) 1
将n 1, n 2, E n , k 与信道号k 一起构成序号为r 的检测脉冲描述字W r ={k, n 1, n 2, E n, k }r . 利用W r 序列可以进行脉冲幅度A P 、脉冲到达时间t TOA 、脉宽W P 、载频F R 等参数的粗略估计:
n, k A P =, t TOA =n 1, W P =n 2-n 1, F R =(f s /N ) k max , n 2-n 1
其中k max 为最大功率E n, k max 所在信道号. (5)
3 2 精确测频算法
由于多相FFT 模块输出的频谱是离散的, 如果宽带信号真实频率不与离散值吻合, 而测频结果却以幅度(或功率) 值最大的谱线为准, 就会出现较大的测频误差, 有时不能满足信号处理精度的要求, 需要研究精确测频算法
.
利用加窗后频谱的峰值谱线与相邻谱线的幅度比值包含了
真实频率的位置信息, 通过简单的插值运算就大大提高了测频
[8]精度. 在图4所示各信道频谱幅度图中寻找最大谱线和相邻
次大谱线的幅度值, 分别为X k 和X k+ , 则最大谱线偏离真实峰
值的距离[9]b =(2X k+ -X k ) /(X k +X k+ ) , 式中当X k+1>X k-1
时 =1, 反之 =-1, b 为无量纲的实数(0∋b ∋0 5). 那么频
率估计值为
F R =(k + b) (f s /N ) . (6)
对于同时有多个信号的情况, 需要先将已求出的信号频谱剔除
掉后, 再继续寻找最大谱线X k 和相邻次大谱线X k+ , 利用式
(6) 计算新信号的频率. 插值法适用于宽带信号(占据多个信
道) 、多信号条件下的频率估计, 利用的是频谱幅度信息, 受噪声
影响较大. 对于窄带信号(在一个信道内) , 采用相位差分法[1]图4 各信道频谱幅度图提高精度, 此处不再赘述.
4 数字接收机系统的硬件设计
笔者采用FPGA 和DSP 器件设计了一个瞬时带宽(采样率f s ) 为640MH z 的宽带数字雷达侦察接收机样机. 图5为基于多相FFT 算法的接收机信号处理功能框图, 为了降低数据率, 前端射频部分采用模拟正交下变频结构, 输出I/Q 两路零中频信号, A/D 部分采用2个最高采样率为640万样本数每秒的8位模数转换器件. 为了提高时域分辨率, 系统选取并行处理的4块多相FFT 模块按流水线方式工作. 每一帧数据长度N =128(汉宁窗宽128点) , 每一块多相FFT 模块(图2所示) 分8路(p =8) , 每路选择一个16点(q =16) 的FFT 器件; 每一块多相FFT 模块的每两帧数据间重叠64个点数据, 而不同的多相FFT 模块按流水线方
第3期 王宏伟等:一种宽带数字信道化接收机491滑移) , 数据帧流水图如图6. 系统的时间分辨率 T =16t s =16/640MH z =25ns , 频率分辨率仍为 f =f s /N =5M H z . 由于多块多相FFT 模块并行工作, 留给FPGA 模块的信号处理时间为留给每一块多相FFT 模块的处理时间, 即T R =64t s =64/640M H z=100ns, FPGA 模块的数据输出率为每一块多相FFT 模块的每一路数据输出率
.
图5 基于多相F FT
算法的接收机系统信号处理功能框图
图6 数据帧流水示意图
FPGA 内部各功能模块设计是全系统的关键. 当A/D 工作时, 高达640M B/s 的数据流输入到FPGA, 各功能模块的处理速度必须与此相匹配, 尤其是多相FFT 模块的处理速度要求不低于数据流输入速度, 才能实现实时处理. FPGA 模块主要负责在频域实时检测信号是否存在, DSP 模块仅需对过门限的谱线进行处理(计算时频参数) , 数据率大大降低.
系统达到的主要性能指标如下:瞬时带宽为640M H z; 插值频率估计最大偏差为0 5M H z; 时域分辨率为25ns. 对于属于同一个辐射源脉冲序列的时频参数多次测量求统计平均(25个以上样本) 后也可以进一步提高测量精度, 频率估计精度提高0 1M H z(受频谱幅度测量精度影响) , 时域估计精度提高5ns.
5 总 结
笔者提出的基于多相滤波与短时FFT 结合的宽带数字接收机系统是在现有成熟的技术和资源基础上实现的, 它除了具有数字信道化接收机的诸多优点外, 还具有高效、高灵敏度、实时、低数据输出率等优点, 利用插值、流水、统计平均等方法显著提高了时频参数测量精度. 下一步研究内容是使笔者提出的算法应用于1GH z 瞬时带宽的数字接收机上, 重点研究复杂多信号同时到达情况下的分析测量问题, 改进DSP 算法性能, 使宽带数字接收机稳定可靠地工作.
参考文献:
[1]T sui J. 宽带数字接收机[M ]. 杨小牛译. 北京:电子工业出版社, 2002.
[2]T sui J B, St ephens J P Sr. Dig ital M icr ow ave Receiver T echno lo gy [J].IEEE T r ans on M icro wav e T heor y and T echniques,
2002, 50(3) :699 705.
[3]陈亮, 李建东, 董伟. 信道误差下M IM O 鲁棒迫零接收机[J].西安电子科技大学学报, 2008, 35(6) :957 962.
Chen L iang , Li Jiandong , Do ng Wei. Ro bust M IM O Zero for cing Receiver in the Pr esence of the Channel Estimation Er ro r[J]. Journal of Xidian U niver sity , 2008, 35(6) :957 962. ()
第3期 刘文菊等:传感器网络密钥传播与进化
IEEE T rans on M oblie Computing , 2007, 6(6) :663 677.
[9]553Jolly G, Kusu M , K okate P. A Hicr archical K ey M anagement M etho d fo r Lo w energ y W ireless Sensor Netw or ks [C]//
P roceeding s of the 8t h I EEE Symposium on Comput er s and Communicat ion (ISCC). T urkey:IEEE, 2003:335 340.
[10]Du X, Xiao Y , Guizani M , et al. An Efficient K ey M anag ement Scheme for H etero geneous Senso r Netw o rks[J].A d
H oc N etwo rks, Elsev ier, 2007, 5(1) :24 34.
[11]L iu Z, M a J, H uang Q , et al. A symmetr ic K ey Predistr ibution Scheme fo r Sensor N et wo rks [J]. I EEE T rans on
W ireless Communicatio ns, 2009, 8(3) :1366 1372.
[12]Zhu S, Jajodia S. LEA P:Efficient Secur ity M echanisms fo r L ar ge scale Dist ributed Sensor N etwo rks[C]//Pr oceeding s
of t he 10th A CM Co nfer ence on Comput er and Communications Secur ity (CCS 03). Washingto n:A CM , 2003:62 72.
[13]Eltow eissy M , M oharr um M , M ukkamala R. D ynamic K ey M anagement in Sensor N etwo rks[J].IEEE Communicat ions
M ag azine, 2006, 44(4) :122 130.
[14]Eschenauer L , G lig or V. A K ey M anagement Scheme for Distributed Sensor N etw or ks[C]//Pr oceeding s of the 9th A CM
Conference o n Co mputer and Co mmunicatio ns Security. N ew Yo rk:A CM P ress, 2002:41 47.
[15]D u W , Deng J, Han Y S, et al. A Pairw ise K ey Pr e distr ibut ion Scheme for W ir eless Senso r Netw or ks[C]//Pr oceeding s
of t he 10th A CM Co nfer ence on Comput er and Communications Secur ity. N ew Y or k:A CM Pr ess, 2003:42 51.
[16]L iu D, N ing P. Improv ing K ey P re distributio n w ith Deploy ment K no w ledg e in Stat ic Sensor N etw or ks[J]. A CM T rans
on Senso r N etw orks, 2005, 6(1) :1 19.
[17]A nderso n R, Chan H , Perr ig A. K ey Infection:Smar t T rust fo r Smart Dust [C ]//P ro ceedings of t he 12th IEEE
Internatio na l Conference o n N etw or k P ro tocols (ICN P 2004). Ber lin:IEEE, 2004:206 215.
[18]Chan H , Perr ig A , Song D. Random Key Pr edistr ibut ion Schemes fo r Senso r Netw or ks [C]//I EEE Sy mpo sium on
Secur ity and Pr iv acy. Berkeley :IEEE, 2003:197 213.
[19]K uo C, L uk M , N eg i R , et al. M essag e In a Bot tle:U ser Fr iendly and Secur e K ey D eployment for Sensor No des[C]//
SenSy s 07. Sy dney:IEEE, 2007:233 246.
[20]K lo no wski M , K uty lo wski M , Ren M , et al. F or war d secur e K ey Evolution in Wireless Sensor N etwo rks[C]//CA N S
2007, L N CS 4856. N ew Y or k:Spr inger V erlag , 2007:102 120.
(编辑:齐淑娟)
(上接第491页)
[4]向新, 王勇, 易克初, 等. 基于广义似然比检验的差分超宽带信号接收机[J].西安电子科技大学学报, 2007, 34(1) :26
27.
Xiang X in, Wang Yo ng , Yi K echu, et al. Optimum R eceiv er for the D ifferential U W B Sig nal Based on the G ener alized Likehoo d R atio T est[J].Jo ur nal of X idian U niv ersit y, 2007, 34(1) :26 27.
[5]严天峰, 乔钟纬, 沈佩兰. 软件无线电综合信道化接收系统[J].通信技术, 2009, 42(2) :143 145.
Yan T ianfeng, Q iao Z ho ng wei, Shen Peilan. Integ rated Channelization R eceiv er Sy st em of SDR [J].Communicat ions T echnolog y, 2009, 42(2) :143 145.
[6]周欣, 吴瑛. 一种基于多相滤波的高效信道化算法研究及改进[J]. 信号处理, 2008, 24(1) :46 48.
Zhou Xin, Wu Y ing. T he Research and I mpr ovement o f a H igh Efficient Channelized Algo rithm Based on Po ly phase Filters[J]. Sig nal P rocessing, 2008, 24(1) :46 48.
[7]唐宏, 赵春晖, 张朝柱. 一种基于多相滤波器组的信道化接收机设计方法[J].应用科技, 2006, 33(6) :8 10.
T ang H ong, Zhao Chunhui, Zhang Chao zhu. A Design M ethod o f Channelized Receiver Based on Po ly phase F ilter Banks
[J].A pplied Science and T echnolog y, 2006, 33(6) :8 10.
[8]刘平, 靳成英, 陈曾平. 一种基于短时FFT 的宽带数字接收机设计[J]. 信号处理, 2008, 24(6) :988 991.
Liu P ing, Jin Chengy ing, Chen Z eng ping. A Short t ime FF T Based Desig n for W ideband D igital Reconnaissance Receiver
[J].Signal Pr ocessing , 2008, 24(6) :988 991.
[9]Palmer L C. Coar se Fr equency Estimation U sing the Discrete Four ier T r ansfo rm[J].IEEE T r ans on Infor matio n T heor y,
1974(20) :104 109.
(编辑:郭 华)