太原理工大学课程设计任务书
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前言
随着电力电子技术的发展，开关电源的应用越来越广泛。反激式开关电源以其设计简单，体积小巧等优势，广泛应用于小功率场合。开关电源以其小型、轻量和高效率的特点，被广泛地应用于各种电气设备和系统中，其性能的优劣直接关系到整个系统功能的实现。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源由于具有线路简单，所需要的元器件少，能够提供多路隔离输出等优点而广泛应用于小功率电源领域。
本论文根据输入电压经EMI滤波设计整流桥，再与直流变压器开关管构成反激电路。通过输出反馈经UC3842控制占空比，从而使输出电压稳定。反激电路中开关管开通原边线圈储存能量，副边不导通。原边关断时，线圈储存的能量通过互感向负载提供能量。输出电压反馈由TL431和光耦构成，当输出稳定时，有一个稳定的电流；当输出电压增大时，TL431分流增加，发光二极管亮度改变，使三级管电流改变，致使开关管控制导通占空比改变，从而使输出电压减小。另外，芯片UC3842引脚接一电流反馈，通过控制分压值实现截流保护，防止输出过电流。
设计中，直流变压器的设计是重点，需要计算其原边电感，原副边匝数，铁芯的选择，根据这些参数构造电路图，计算各电容电阻值及二极管承受的反压，选择合适的型号。
论文先介绍了开关电源及反激式开关电源，然后介绍器件选型，再分部分介绍主电路、控制电路和保护电路，最后附表为选择时参数参考表和总电路图。
目录
前言
第一章 开关电源概述………………………………………………………………1 1.1开关电源综述……………………………………………………………………1 1.2反激式开关电源介绍……………………………………………………………2 第二章 总体方案的确定……………………………………………………………2 2.1总体设计思路及框图……………………………………………………………2 2.2仿真原理图 ………………………………………………………………………3 第三章 具体电路设计………………………………………………………………5 3.1EMI滤波电路……………………………………………………………………5 3.2整流滤波电路设计………………………………………………………………6 3.3 高频变压器的设计………………………………………………………………7 3.4控制反馈电路的设计……………………………………………………………15 3.5保护电路的设计…………………………………………………………………17 3.6输出侧滤波电路设计……………………………………………………………18 第四章 电路仿真与结果……………………………………………………………19 4.1 EMI滤波电路……………………………………………………………………19 4.2整流电路…………………………………………………………………………21 4.3反激型电路………………………………………………………………………22 4.4反馈电路…………………………………………………………………………23 4.5总电路……………………………………………………………………………24 心得体会…………………………………………………………………………… 25 参考文献…………………………………………………………………………… 26
反激型开关电源电路设计
第一章 开关电源概述
1.1开关电源综述
电源是各种电子设备不可缺少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠的工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源两大类。由于开关电源有功耗小、效率高、体积小、重量轻、稳压范围宽、滤波效率高、滤波电容的容量和体积小的优点，目前已成为稳压电源主流产品。
开关电源是由全波整流器，开关管Vi，激励信号，续流二极管VD，储能电感和滤波电容组成。其核心部分是一个直流变压器。直流变换器是把直流转换成交流，然后又把交流转换成直流的装置。采用直流变换器可以把一种直流供电电压变换成极性、数值各不相同的多种直流供电电压。
开关电源的缺点是存在较严重的开关干扰。开关电源中，功率调整开关晶体管V工作在开关状态，它产生的交流电压和电流通过电路中的其他元件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重的影响整机的正常工作。此外由于开关稳压电源振荡器没有工频变压器隔离，这些干扰就会串入工频电网，使附近的其他电子设备、仪器和家用电器受到严重干扰。
根据开关器件在电路中连接的方式，目前比较广泛使用的开关电源，大体上可分为：串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。其中，变压器式开关电源（后面简称变压器开关电源）还可以进一步分成：推挽式、半桥式、全桥式等多种；根据变压器的激励和输出电压的相位，又可以分成：正激式、反激式、单激式和双激式等多种；
图1.1开关电源典型结构
当交流输入电压、负载等变化时，直流输出电压也会变化。
这是可以调节逆
变器输出的方波脉冲电压的宽度，使直流输入电压保持稳定。 1.2反激式开关电源介绍
反激式开关电源的典型电路如下图所示。反激，是指当开关管VT1导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1整流和电容C滤波后向负载输出。反激式开关电源以主开关管的周期性导通和关断为主要特征。开关管导通时，变压器一次侧线圈内不断储存能量；而开关管关断时，变压器将一次侧线圈内储存的电感能量通过整流二极管给负载供电，直到下一个脉冲到来，开始新的周期。
开关电源中的变压器起着储能元件的作用，可以看做是一对互相耦合的电感，其功能有：一通过它实现电场-磁场-电场能量的转换，为负载提供稳定的直流电压；二可以实现变压器功能，通过脉冲变压器的初级绕组和多个次级绕组可以输出多路不同的直流电压值，为不同的电路单元提供直流电量；三可以实现传统电源变压器的电隔离作用，将热地与冷地隔离，避免触电事故，保证用户端的安全 。
图2.2反激型开关电源原理图
第二章 总体方案的确定
2.1总体设计思路及框图 2.1.1设计总体思路
输入——EMI滤波——整流滤波（也就一般的AC/DC
类似全桥整流滤波模
块）——DC/DC模块（全桥式DC—AC—高频变压器—高频滤波器—DC,）——输出。系统可以划分为变压器部分、整流滤波部分和DC-DC变换部分，以及负载部分，其中整流滤波和DC-DC变换器构成开关稳压电源。整流电路是直流稳压电路电源的组成部分。整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。直流/直流转换电路,是整个开关稳压电源的核心部分。 2.1.2开关稳压电源的基本原理框图
如图2.1所示：
图2.1开关稳压电源基本原理框图
2.2仿真原理图
由整流，直流变压器，控制电路，保护电路及芯片UC3842构成 具体原理图见附表。
第三章 具体电路设计
3.1EMI滤波电路
为减小体积、降低成本,单片开关电源一般采用简易式单级EMI滤波器,典型电路如图3.1所示。
图3.1 EMI滤波器
标准的EMI滤波器通常由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波电路，其作用是允许设备正常工作时的频率信号进入设备（一般来说，就是工频50/60Hz或者中频400Hz），而对高频的干扰信号有较大的阻碍作用。电路中包括共模扼流圈（亦称共模电感L）、滤波电容C1-C4。L对差模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。L的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关。当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。接于相线和中线之间，称为差模电容，接于相线或中线与地之间，称为共模电容。C1和C2采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01μF-0.47μF主要用来滤除差模干扰。C3和C4跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4也可并联在输入端，选用陶瓷电容，容量范围是2200pF-0.1uF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1uF，并且电容器中点应与大地接通。C1-C4的耐压值均为630VDC或250VAC。R为泄放电阻，可将C3上积累的电荷泄放掉，避免因电荷积累而影响滤波特性；断电后还能使电源的进线端不带电，保证使用的安全性。 3.2整流滤波电路设计
3.2.1单相桥式不可控整流电路
在整流滤波环节采取的是单相不可控整流滤波电路（主要应用于小功率单相交流输入的场合）。目前大量普及的微机电视机等家电产品所采用的开关电源中，其整流部分就是单相桥式不可控整流电路，如图3.2所示：
图3.2 单相桥式不可控整流电路
已知输入电压为380V*（1±50%），所以输入电压最大值为570V，最小为190V。输出为15V,6A。 3.2.2整流桥输出电压
输入整流桥最高承受电压是输入电压为570V时，其峰值为
考虑到整流桥需要承受较高的浪涌电压，可以选取该电压的1.5-2倍以上的电压等级，实际可以选取1200-1500V电压的整流桥。
输入整流桥承受的最大电流出现在输入电压最低时，估算输出功率为90W时，效率为90%，则输入功率为100W，输入电压为190V时，输入电流有效值为
考虑到启动瞬间的浪涌电流，取整流桥的电流容量为2A以上即可。
二极管承受的电压：
3.3高频变压器的设计
3.3.1计算原边绕组流过的峰值电流Ipk
每一工作周期能量乘上工作频率f为输出功率Po
设为不连续工作模式，在ton时间内电流Ip为
0至Ipk，则
on
因为
ton=DmaxTs （3-5）
所以
Vs=Lp
所以
IpkDmaxTs
（3-6）
化简得：
式中的20V假设为直流纹波及二极管压降之和。设反激变压器最大占空比
Dmax≤0.45，代入式（3-8）得
3.3.2原边绕组电感值
由式（3-6）得：
pk
假设电压Vs波动下限为7%，则
Vs(min)=248.7⨯(1-0.07)=231.291(V) (3-13)
Lp3.3.3求Dmin
在Vs(max)时，有最小占空比Dmin。当输入电压Vs有最大到最小变化时，占
空比有最小到最大。其关系可表为：
D
= max D min (3-15) 1-Dmaxk+Dmax
V
式中k—电压Vs波动范围系数。 s(max)k=
Vs(min)
最大输入电压Vs(max)，按Vs峰值时向上波动10%计算，即：
Vs(max)=270⨯2-15⨯1.1=403.52(V) (3-16)
假设直流纹波电压及二极管管压降之和为15V，故上式中减去15V。
Vs(max)403.52 k = = = 1 . 62 (3-17)
Vs(min)248.70
代入式（3）得：
0.45
D min = = 0 .34 (3-18)
1-0.45⨯1.62+0.45
3.3.4选择磁芯尺寸
计算磁芯面积乘积Ap。Ap为Aw（磁芯窗口面积）和Ae（磁芯有效截面积）的乘积。在厂商资料目录中查出Ap值。设计者根据要求的限高等尺寸和形状来决定使用哪一种经济的磁芯及其形状和大小。
如果原边绕组的线径为dw，带绕组的磁芯所占的A'p值可按下式计算： 28
6.63LpIpkdw⨯10 A ' (3-19) p =
∆B1
式中∆B=Bs表明工作磁感应强度变化值取饱和值Bs的一半。例如TDK-H7CL
2
的材料，E-E形式的磁芯，100摄氏度时Bs=3900Gs=0.39T，如图3.3所示
()
()
图3.3 TDK-H7CL磁芯B-H特性曲线
∆B=
3900
=1950(GS)2
如果引用欧美国家常用单位密尔，可写为(mil)。这样对选择导线简单一些。
（密尔是导线直径火爆板厚度的单位）
1mil=0.001inch (3-20)
直径为1密尔的金属丝面积称为圆密耳，可写为c*m，换算时，可考虑其关系为：
1圆密耳=0.78⨯10-6inch2=0.5⨯10-3mm2 (3-21)
表3.1列出了美式线规AWG8#-35#重薄膜绝缘的导线规格，包括直径大小标称的圆密耳和每千英尺的电阻值。
表3.1 AWG导线规格表
()()
设选择导线时，确定电流密度值为400c*m/A,则通过1.61A电流时需要的圆密耳为1.61A⨯400c*m/A=644（c*m）。参阅附表1选取NO.21AWG,其直径最大为0.0314。
所以dw=0.0314，代入式（4）得：
2
6.33⨯0.65⨯10-3⨯1.61⨯0.0341 8 = 0 .395 ( cm 4 ) (3-22) A'⨯ 10p=
1950
占窗口大部分面积的是副边绕组（因电流大，导线多等原因）和绝缘材料，
⎛11⎫
一般A'只为的 ⎪ 以下，取： A -pp
⎝43⎭A'p=0.25Ap (3-23) 所以
Ap=4A'p (3-24) Ap=AwAe=4*0.395=1.58(cm4) (3-25)
由TDK产品目录中可查出E-E40⋅17⋅10.7的磁芯与线圈骨架乘积为
AwAe=127⨯173.23=2.20cm4 (3-26)
2.20>1.58,选此型号磁芯与线圈骨架合适。 3.3.5计算气隙长度Ig
由于反激工作模式是单向激磁，为防止饱和，应加气隙。气隙会产生较大磁阻，而且大多数变压器所储存的能量是在气隙构成的体积VG中，故有： 11⎫ 82 L p I pk = ⎛ ∆ B ⨯ H ⨯ V G ⎪ ⨯10 (3-27) 2⎝2∆B⎭
式中 H—气隙磁场强度； =(A/m)H
u0⨯0.4π
u0—空气磁导率为1；
()
VG—气隙的体积，VG=Ae⨯Igcm3。 由式（5）得：
2
0.4πLpIpk
10(cm) (3-28) I g = 2⨯ 8
Ae∆B
()
所以
0.4π⨯0.65⨯10-3⨯1.162
I g = 2⨯ 10 8 = 0 . 044 cm (3-29)
1.27⨯1950
因此，应在磁芯中心柱打磨出气隙0.044cm，或在磁芯两外侧新柱各打磨出
0.022cm，在这个基础上再进行调整。也可以选取已有气隙相近的磁芯，并直接进行调整。
3.3.6原边绕组匝数计算
用
Np1=
或
∆BIg0.4πIpkLpIpkAe∆B
(3-30)
Np11=
进行计算:
Np1=
⨯108 (3-31)
1950⨯0.044
=43（匝） (3-32)
0.4π⨯1.61
Np11
取Np=43(匝)。
0.65⨯10-3⨯1.61=⨯108=43（匝） (3-33)
1.27⨯1950
3.3.7计算副边绕组匝数
按输入最小电压Vs(min)，导通占空比最大，算得副边绕组匝数： 因为
Vo+Vd=Vs(min)
整理得：
DmaxN
⨯s (3-34)
1-DmaxNp
(3-35)
Ns=
代入数据：
(Vo+VD)(1-Dmax)Np
Vs(min)Dmax
Ns=
248.7⨯0.45
因副边存在绕组压降和二极管导通压降，故取VD=1V
(15+1)(1-0.45)⨯43=4（匝）
3.3.8副边绕组的线径
按400c*m/A考虑，通过6A需要：
(c*m) 400⨯6=2400
考虑集肤效应及绕制方便选5股线并绕，每股为2400/5=480圆密耳，参见附表一AGWNO.19导线。其圆密耳为1290(c*m)。只要其他器件允许，导线实际可通过的电流值为：
1290⨯15
=48.375(A) 400
3.3.9检测磁芯窗口面积
副边电流为
I2=6⨯Dmax=4.025A (3-36)
因为
故原边电流
I2N2
I= 1 (3-37)
N1
I1=
4.025⨯4
=0.37(A)43
导线电流密度为4A/mm2，故每匝导线的截面积为：
I
= (3-38) s
4
导线选型时，要留出2-3倍裕量
绕组的截面积为S=s⨯n=0.19-0.28，经计算得 芯窗口面积合适。
3.3.10检测磁芯磁通密度和饱和区间
∑s≤A
w
，所以选择的磁
检测磁芯的最大感应强度可确保提供一个最大的工作值和饱和值之间的适度区间。在任何情况下包括瞬时负载和高温，应避免磁芯饱和。采用计算磁芯饱和边界来检测。
计算交流磁通产生磁感应强度变化幅值:
V⨯t248.7⨯0.45 ∆ B = son= = 0 . 0205 T (3-39)
Np⨯Ae43⨯127
其中
1 = D max T a = 0 . 45 ⨯ = 4 . 5 us (3-40) ton
100⨯1000
根据此感应强度与直流电流的关系计算直流成分Bdc
假设磁芯所有磁阻都集中在气隙中，显然，作为一个比较保守的结果，可以求得一个较高的直流磁感应强度。此近似值允许使用一个简单的等式：
μN⨯Idc
B dc = μ ⨯ H = p-3 (3-41)
lg⨯10
-7
式中 u0=4π⨯10(H/m)
Np-原边线圈匝数
Idc—有效的直流电流，开始导通时的电流幅值（A）
lg—气隙长度（mm）
本例中
uNpIdc4π⨯10-7⨯43⨯1.61
Bdc=uH===0.20 T-3-3
lg⨯100.44⨯10
交流和直流磁场感应强度相加之和得到磁感应强度的最大值
Bmax=∆B+Bdc=0.0205+0.2=0.2205T (3-43)
已知EE40的饱和磁感应强度在100oC是390mT，Bmax≤390mT 3.4控制反馈电路的设计 3.4.1UC3842介绍
如图3.4为UC3842内部框图和引脚图，UC3842采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8个引脚，各脚功能如下：1脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；2脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；3脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；4脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时
1.75
间常数决定，；5脚为公共地端；6脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，f=
RTCT
上升、下降时间仅为50ns驱动能力为±1A；7脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；8脚为5V基准电压输出端，有50mA的负载能力。
U5
4S
R
UC3842
图3.4UC3842内部框图和引脚图
UC3842是一种性能优异、应用广泛、结构较简单的PWM开关电源集成控
制器，由于它只有一个输出端，所以主要用于音端控制的开关电源。
UC3842中7引脚为电压输入端，其启动电压范围为16-34V。在电源启动时，Vcc16V时输入电压施密特比较器送出高电平到5V蕨稳压器，产生5V基准电压，此电压一方面供销内部电路工作，另一方面通过8脚向外部提供参考电压。一旦施密特比较器翻转为高电平（芯片开始工作以后），Vcc可以在10V-34V范围内变化而不影响电路的工作状态。当Vcc低于10V时，施密特比较器又翻转为低电平，电路停止工作。
当基准稳压源有5V基准电压输出时，基准电压检测逻辑比较器即达出高电平信号到输出电路。同时，振荡器将根据4脚外接RT、CT参数产生f=
1.75
的RTCT
振荡信号，此信号一路直接加到图腾柱电路的输入端，另一路加到PWM脉宽市制RS触发器的置位端，RS型PWM脉宽调制器的R端接电流检测比较器输出端。R端为占空调节控制端，当R电压上升时，Q端脉冲加宽，同时6脚送出脉宽也加宽（占空比增多）；当R端电压下降时，Q端脉冲变窄，同时6脚送出脉宽也变变窄（占空比减小）。2脚一般接输出电压取样信号，也称反馈信号。当2脚电压上升时，1脚电压将下降，R端电压亦随之下降，于是6脚脉冲变窄；反之，6脚脉冲变宽。3脚为电流传感端，通常在功率管的源极或发射极串入一小阻值取样电阻，将流过开关管的电流转为电压，并将此电压引入引脚。当负载短路或其它原因引起功率管电流增加，并使取样电阻上的电压超过1V时，6脚就停止脉冲输出，这样就可以有效的保护功率管不受损坏。 3.4.2TL431介绍
TL431为可调式精密并联稳压器，如图3.5所示，依靠电阻R4、R5分压获得基准电压，通过调节两个电阻的数值可以达到输出稳定电压，C1为TL431的补偿电容，可以提高其瞬态频率响应。PS2501为线性光耦合器，能够将发射极电流通过R1转化为电压送至UC3842电压反馈端，用来调节占空比。当输出电压15V有波动时，通过取样电阻R4、R5分压后，得到取样电压与TL431中的带隙基准电压2.5V进行比较。当输出电压经过取样后大于2.5V时，使TL431
阴极电位下降，进而流过光电二极管的工作电流升高，光敏三极管电流增加，进而使得UC3842电压反馈值增加，使开关管占空比减小，最终使输出电压15V稳定。
图3.5TL431工作原理图
3.4.3脉宽调制器
开关电源的控制方式主要包括脉宽调制，脉冲频率调制。脉冲频率调制是将脉冲宽度固定，通过调节工作频率来调节输出电压。交流输入电压经过整流滤波后变为脉动的直流电压，供给功率开关管作为动力电源。开关管的基极或场效应管的栅极由脉宽调制器的脉冲驱动。脉宽调制器由基准电压源，误差放大器，PWM比较器和锯齿波发生器组成，如图3.6为三角波输出波形。
图3.6三角波输出波形
开关电源的输出电压和基准电压进行比较，放大，然后将其差值送到脉冲调
R5
1k
R45k
制器。脉冲调制的频率是不变的，当输出电压下降时，与基准电压比较的差值增加，经放大后输入到PWM比较器，加宽了脉冲宽度。宽脉冲经开关晶体管功率放大后，驱动高频变压器，使变压器初级电压升高，然后耦合到次级，经过二极管整流和电容滤波后，输出电压上升，反之亦然。 3.5保护电路的设计
过电流保护如图3.7所示
图3.7过流保护电路
过流保护电路由R10、R9以及C9组成。R9上的电压反映了电流瞬时值，当开关电源发生过电流时，开关管S1漏极的电流会增大，UR9
会增大，UR9接
入UC3842的保护输入端3脚，当UR9 1V时，UC3842芯片的输出脉冲将关断。通过调节R10和R9的分压比可以改变开关管的限流值，实现电流瞬时值的逐周期比较，属于限流式保护。输出脉冲关断，实现对电流平均值保护，属于截流式保护。
3.6输出侧滤波电路设计
变压器输出侧滤波电路如图3.8所示。
L1
图3.8变压器输出侧滤波电路
为保证滤除谐波的充分性，采用CLC型滤波，也称π型滤波，该电路纹波系数更小。
3.6.1计算输出滤波电容
由课设的要求输出纹波电压 ≤ 0.2V，若CLC滤波为负载电流的20%。 输出纹波电流为
0.2Io=0.2×6=1.2A (3-44)
一级电容为
Iout(max)Toff7.2⨯0.011 C 4 = 396 uF (3-45) = =
Vp-p0.2
因为采用的是双滤波环节，计算二次滤波电容
Iout(max)Toff7.2⨯0.011 5 = = = 396 uF (3-46) C
Vp-p0.2
即选择一个和 C1 一样的电容。根据查询得知选择电解电容，选择 KEMET 公司生产的电容型号 T510X337MO10AS 330 3.6.2计算输出滤波电感 L1
参考导磁率与直流偏置曲线。在可能的直流偏置下所选的磁导率不能过低。这里选择磁场强度为 400T时，相对磁导率大于 60 的磁芯：
HL400⨯15 = = = 47 （匝） (3-47) N
0.4πIo0.4⨯3.14⨯1A
3.6.3选择二极管V
输出整流二极管耐压为
VR>2Vout=30V (3-48)
IR>Iout(max)>6A (3-49)
故选取MBR20060CT型二极管。
第四章 电路仿真与结果
4.1 EMI滤波电路
EMI仿真电路图，如图4.1：
图4.1 EMI滤波仿真电路
输入交流电压及输出电压波形，如图4-2（a），图4-2（b）
图4.2（a）输入电压波形
图4.2（b）输出电压波形
如果输入有高频电压干扰，通过EMI滤波电路其将会被滤掉，结果输出波
形仍是50Hz的交流正弦电压波。 4.2整流电路
整流仿真电路图，如图4.3
图4.3整流电路
交流整流后输出波形：
图
4.4整流后输出电压波形
输入幅值380的交流电，整流输出约为380V，输出波形符合计算值结果。 4.3反激型电路
仿真电路如图4.5
图4.5反激型电路
图4.5 输出直流波形
在ORCAD仿真中的总控制电路原理图见图4.6
图4.6控制电路原理图
输出端电压波形如图4.7所示：
图4.7 6引脚推挽输出波形
反馈电路采取采样电压和固定频率的单极性三角波比较的方式，当三角波高于输出采样电压时TABLE元件输出高电压，当三角波低于输出采样电压时TABLE元件输出低电压。当输出采样电压升高时，TABLE元件输出的电压占空比减小，此电压加在Sbreak上，控制其开断，使输出电压降低，从而达到稳定输出电压的作用。
图4.8反馈电路
图4.9带有反馈的输出电压波形
图4.10三角波的输出电压波形
总电路如图4.12
N34mH
图4.11总电路图
心得体会
本次课设内容为设计一个反激式开关电源，并用ORCAD仿真出结果波形，最
先进行电路的设计，发现对电子器件及应用了解的很少，对器件型号了解不透彻，对电路图功能理解不好。设计主电路最难的部分是直流变压器，需要计算的参数很多，而且型号，特性曲线不易找到。搭好电路后进行初步仿真，由于是不可控桥整流输出电压值偏大，所以对控制电路进行设计，主要用到UC3842，TL431和光耦组成电压反馈，所以对这两个器件进行深入了解，建立好控制电路，并设置电压反馈，加过流保护，由于过压欠压保护需要继电器，没有进行电路构造。 最难的部分是电路仿真，对软件的不熟悉致使搭建，运行开始都出现错误，最后的不到仿真结果，换用其他芯片仍无法得到。
通过这次课设对开关电源有了深一步的了解，明白设计一件物品的不易，同时也看到开关电源强大的功能。，知道了仿真的重要性。
致谢
感谢许老师的细心指导，引领我的思路到正确的方向，感谢同学的耐心帮助，解决实际问题。
参考文献
[1]杨旭等，开关电源技术，机械工业出版社，2004年3月
[2]张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计，电子工业出版社，1998年 [3] 李希茜．高频变压器的设计[ J ]．现代电子技术，2001，9 ：7-8 [4] 魏雄，陆玲OrCAD和PADS Layout电路设计与实践,西安电子科技大学出版社，2001年3月
[5] 吴国平，基于KA5L0380的三相四线反激式开关电源研究，中国农业大学2013年
太原理工大学课程设计任务书
指导教师签名： 日期：
前言
随着电力电子技术的发展，开关电源的应用越来越广泛。反激式开关电源以其设计简单，体积小巧等优势，广泛应用于小功率场合。开关电源以其小型、轻量和高效率的特点，被广泛地应用于各种电气设备和系统中，其性能的优劣直接关系到整个系统功能的实现。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源由于具有线路简单，所需要的元器件少，能够提供多路隔离输出等优点而广泛应用于小功率电源领域。
本论文根据输入电压经EMI滤波设计整流桥，再与直流变压器开关管构成反激电路。通过输出反馈经UC3842控制占空比，从而使输出电压稳定。反激电路中开关管开通原边线圈储存能量，副边不导通。原边关断时，线圈储存的能量通过互感向负载提供能量。输出电压反馈由TL431和光耦构成，当输出稳定时，有一个稳定的电流；当输出电压增大时，TL431分流增加，发光二极管亮度改变，使三级管电流改变，致使开关管控制导通占空比改变，从而使输出电压减小。另外，芯片UC3842引脚接一电流反馈，通过控制分压值实现截流保护，防止输出过电流。
设计中，直流变压器的设计是重点，需要计算其原边电感，原副边匝数，铁芯的选择，根据这些参数构造电路图，计算各电容电阻值及二极管承受的反压，选择合适的型号。
论文先介绍了开关电源及反激式开关电源，然后介绍器件选型，再分部分介绍主电路、控制电路和保护电路，最后附表为选择时参数参考表和总电路图。
目录
前言
第一章 开关电源概述………………………………………………………………1 1.1开关电源综述……………………………………………………………………1 1.2反激式开关电源介绍……………………………………………………………2 第二章 总体方案的确定……………………………………………………………2 2.1总体设计思路及框图……………………………………………………………2 2.2仿真原理图 ………………………………………………………………………3 第三章 具体电路设计………………………………………………………………5 3.1EMI滤波电路……………………………………………………………………5 3.2整流滤波电路设计………………………………………………………………6 3.3 高频变压器的设计………………………………………………………………7 3.4控制反馈电路的设计……………………………………………………………15 3.5保护电路的设计…………………………………………………………………17 3.6输出侧滤波电路设计……………………………………………………………18 第四章 电路仿真与结果……………………………………………………………19 4.1 EMI滤波电路……………………………………………………………………19 4.2整流电路…………………………………………………………………………21 4.3反激型电路………………………………………………………………………22 4.4反馈电路…………………………………………………………………………23 4.5总电路……………………………………………………………………………24 心得体会…………………………………………………………………………… 25 参考文献…………………………………………………………………………… 26
反激型开关电源电路设计
第一章 开关电源概述
1.1开关电源综述
电源是各种电子设备不可缺少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠的工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源两大类。由于开关电源有功耗小、效率高、体积小、重量轻、稳压范围宽、滤波效率高、滤波电容的容量和体积小的优点，目前已成为稳压电源主流产品。
开关电源是由全波整流器，开关管Vi，激励信号，续流二极管VD，储能电感和滤波电容组成。其核心部分是一个直流变压器。直流变换器是把直流转换成交流，然后又把交流转换成直流的装置。采用直流变换器可以把一种直流供电电压变换成极性、数值各不相同的多种直流供电电压。
开关电源的缺点是存在较严重的开关干扰。开关电源中，功率调整开关晶体管V工作在开关状态，它产生的交流电压和电流通过电路中的其他元件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重的影响整机的正常工作。此外由于开关稳压电源振荡器没有工频变压器隔离，这些干扰就会串入工频电网，使附近的其他电子设备、仪器和家用电器受到严重干扰。
根据开关器件在电路中连接的方式，目前比较广泛使用的开关电源，大体上可分为：串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。其中，变压器式开关电源（后面简称变压器开关电源）还可以进一步分成：推挽式、半桥式、全桥式等多种；根据变压器的激励和输出电压的相位，又可以分成：正激式、反激式、单激式和双激式等多种；
图1.1开关电源典型结构
当交流输入电压、负载等变化时，直流输出电压也会变化。
这是可以调节逆
变器输出的方波脉冲电压的宽度，使直流输入电压保持稳定。 1.2反激式开关电源介绍
反激式开关电源的典型电路如下图所示。反激，是指当开关管VT1导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1整流和电容C滤波后向负载输出。反激式开关电源以主开关管的周期性导通和关断为主要特征。开关管导通时，变压器一次侧线圈内不断储存能量；而开关管关断时，变压器将一次侧线圈内储存的电感能量通过整流二极管给负载供电，直到下一个脉冲到来，开始新的周期。
开关电源中的变压器起着储能元件的作用，可以看做是一对互相耦合的电感，其功能有：一通过它实现电场-磁场-电场能量的转换，为负载提供稳定的直流电压；二可以实现变压器功能，通过脉冲变压器的初级绕组和多个次级绕组可以输出多路不同的直流电压值，为不同的电路单元提供直流电量；三可以实现传统电源变压器的电隔离作用，将热地与冷地隔离，避免触电事故，保证用户端的安全 。
图2.2反激型开关电源原理图
第二章 总体方案的确定
2.1总体设计思路及框图 2.1.1设计总体思路
输入——EMI滤波——整流滤波（也就一般的AC/DC
类似全桥整流滤波模
块）——DC/DC模块（全桥式DC—AC—高频变压器—高频滤波器—DC,）——输出。系统可以划分为变压器部分、整流滤波部分和DC-DC变换部分，以及负载部分，其中整流滤波和DC-DC变换器构成开关稳压电源。整流电路是直流稳压电路电源的组成部分。整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。直流/直流转换电路,是整个开关稳压电源的核心部分。 2.1.2开关稳压电源的基本原理框图
如图2.1所示：
图2.1开关稳压电源基本原理框图
2.2仿真原理图
由整流，直流变压器，控制电路，保护电路及芯片UC3842构成 具体原理图见附表。
第三章 具体电路设计
3.1EMI滤波电路
为减小体积、降低成本,单片开关电源一般采用简易式单级EMI滤波器,典型电路如图3.1所示。
图3.1 EMI滤波器
标准的EMI滤波器通常由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波电路，其作用是允许设备正常工作时的频率信号进入设备（一般来说，就是工频50/60Hz或者中频400Hz），而对高频的干扰信号有较大的阻碍作用。电路中包括共模扼流圈（亦称共模电感L）、滤波电容C1-C4。L对差模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。L的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关。当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。接于相线和中线之间，称为差模电容，接于相线或中线与地之间，称为共模电容。C1和C2采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01μF-0.47μF主要用来滤除差模干扰。C3和C4跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4也可并联在输入端，选用陶瓷电容，容量范围是2200pF-0.1uF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1uF，并且电容器中点应与大地接通。C1-C4的耐压值均为630VDC或250VAC。R为泄放电阻，可将C3上积累的电荷泄放掉，避免因电荷积累而影响滤波特性；断电后还能使电源的进线端不带电，保证使用的安全性。 3.2整流滤波电路设计
3.2.1单相桥式不可控整流电路
在整流滤波环节采取的是单相不可控整流滤波电路（主要应用于小功率单相交流输入的场合）。目前大量普及的微机电视机等家电产品所采用的开关电源中，其整流部分就是单相桥式不可控整流电路，如图3.2所示：
图3.2 单相桥式不可控整流电路
已知输入电压为380V*（1±50%），所以输入电压最大值为570V，最小为190V。输出为15V,6A。 3.2.2整流桥输出电压
输入整流桥最高承受电压是输入电压为570V时，其峰值为
考虑到整流桥需要承受较高的浪涌电压，可以选取该电压的1.5-2倍以上的电压等级，实际可以选取1200-1500V电压的整流桥。
输入整流桥承受的最大电流出现在输入电压最低时，估算输出功率为90W时，效率为90%，则输入功率为100W，输入电压为190V时，输入电流有效值为
考虑到启动瞬间的浪涌电流，取整流桥的电流容量为2A以上即可。
二极管承受的电压：
3.3高频变压器的设计
3.3.1计算原边绕组流过的峰值电流Ipk
每一工作周期能量乘上工作频率f为输出功率Po
设为不连续工作模式，在ton时间内电流Ip为
0至Ipk，则
on
因为
ton=DmaxTs （3-5）
所以
Vs=Lp
所以
IpkDmaxTs
（3-6）
化简得：
式中的20V假设为直流纹波及二极管压降之和。设反激变压器最大占空比
Dmax≤0.45，代入式（3-8）得
3.3.2原边绕组电感值
由式（3-6）得：
pk
假设电压Vs波动下限为7%，则
Vs(min)=248.7⨯(1-0.07)=231.291(V) (3-13)
Lp3.3.3求Dmin
在Vs(max)时，有最小占空比Dmin。当输入电压Vs有最大到最小变化时，占
空比有最小到最大。其关系可表为：
D
= max D min (3-15) 1-Dmaxk+Dmax
V
式中k—电压Vs波动范围系数。 s(max)k=
Vs(min)
最大输入电压Vs(max)，按Vs峰值时向上波动10%计算，即：
Vs(max)=270⨯2-15⨯1.1=403.52(V) (3-16)
假设直流纹波电压及二极管管压降之和为15V，故上式中减去15V。
Vs(max)403.52 k = = = 1 . 62 (3-17)
Vs(min)248.70
代入式（3）得：
0.45
D min = = 0 .34 (3-18)
1-0.45⨯1.62+0.45
3.3.4选择磁芯尺寸
计算磁芯面积乘积Ap。Ap为Aw（磁芯窗口面积）和Ae（磁芯有效截面积）的乘积。在厂商资料目录中查出Ap值。设计者根据要求的限高等尺寸和形状来决定使用哪一种经济的磁芯及其形状和大小。
如果原边绕组的线径为dw，带绕组的磁芯所占的A'p值可按下式计算： 28
6.63LpIpkdw⨯10 A ' (3-19) p =
∆B1
式中∆B=Bs表明工作磁感应强度变化值取饱和值Bs的一半。例如TDK-H7CL
2
的材料，E-E形式的磁芯，100摄氏度时Bs=3900Gs=0.39T，如图3.3所示
()
()
图3.3 TDK-H7CL磁芯B-H特性曲线
∆B=
3900
=1950(GS)2
如果引用欧美国家常用单位密尔，可写为(mil)。这样对选择导线简单一些。
（密尔是导线直径火爆板厚度的单位）
1mil=0.001inch (3-20)
直径为1密尔的金属丝面积称为圆密耳，可写为c*m，换算时，可考虑其关系为：
1圆密耳=0.78⨯10-6inch2=0.5⨯10-3mm2 (3-21)
表3.1列出了美式线规AWG8#-35#重薄膜绝缘的导线规格，包括直径大小标称的圆密耳和每千英尺的电阻值。
表3.1 AWG导线规格表
()()
设选择导线时，确定电流密度值为400c*m/A,则通过1.61A电流时需要的圆密耳为1.61A⨯400c*m/A=644（c*m）。参阅附表1选取NO.21AWG,其直径最大为0.0314。
所以dw=0.0314，代入式（4）得：
2
6.33⨯0.65⨯10-3⨯1.61⨯0.0341 8 = 0 .395 ( cm 4 ) (3-22) A'⨯ 10p=
1950
占窗口大部分面积的是副边绕组（因电流大，导线多等原因）和绝缘材料，
⎛11⎫
一般A'只为的 ⎪ 以下，取： A -pp
⎝43⎭A'p=0.25Ap (3-23) 所以
Ap=4A'p (3-24) Ap=AwAe=4*0.395=1.58(cm4) (3-25)
由TDK产品目录中可查出E-E40⋅17⋅10.7的磁芯与线圈骨架乘积为
AwAe=127⨯173.23=2.20cm4 (3-26)
2.20>1.58,选此型号磁芯与线圈骨架合适。 3.3.5计算气隙长度Ig
由于反激工作模式是单向激磁，为防止饱和，应加气隙。气隙会产生较大磁阻，而且大多数变压器所储存的能量是在气隙构成的体积VG中，故有： 11⎫ 82 L p I pk = ⎛ ∆ B ⨯ H ⨯ V G ⎪ ⨯10 (3-27) 2⎝2∆B⎭
式中 H—气隙磁场强度； =(A/m)H
u0⨯0.4π
u0—空气磁导率为1；
()
VG—气隙的体积，VG=Ae⨯Igcm3。 由式（5）得：
2
0.4πLpIpk
10(cm) (3-28) I g = 2⨯ 8
Ae∆B
()
所以
0.4π⨯0.65⨯10-3⨯1.162
I g = 2⨯ 10 8 = 0 . 044 cm (3-29)
1.27⨯1950
因此，应在磁芯中心柱打磨出气隙0.044cm，或在磁芯两外侧新柱各打磨出
0.022cm，在这个基础上再进行调整。也可以选取已有气隙相近的磁芯，并直接进行调整。
3.3.6原边绕组匝数计算
用
Np1=
或
∆BIg0.4πIpkLpIpkAe∆B
(3-30)
Np11=
进行计算:
Np1=
⨯108 (3-31)
1950⨯0.044
=43（匝） (3-32)
0.4π⨯1.61
Np11
取Np=43(匝)。
0.65⨯10-3⨯1.61=⨯108=43（匝） (3-33)
1.27⨯1950
3.3.7计算副边绕组匝数
按输入最小电压Vs(min)，导通占空比最大，算得副边绕组匝数： 因为
Vo+Vd=Vs(min)
整理得：
DmaxN
⨯s (3-34)
1-DmaxNp
(3-35)
Ns=
代入数据：
(Vo+VD)(1-Dmax)Np
Vs(min)Dmax
Ns=
248.7⨯0.45
因副边存在绕组压降和二极管导通压降，故取VD=1V
(15+1)(1-0.45)⨯43=4（匝）
3.3.8副边绕组的线径
按400c*m/A考虑，通过6A需要：
(c*m) 400⨯6=2400
考虑集肤效应及绕制方便选5股线并绕，每股为2400/5=480圆密耳，参见附表一AGWNO.19导线。其圆密耳为1290(c*m)。只要其他器件允许，导线实际可通过的电流值为：
1290⨯15
=48.375(A) 400
3.3.9检测磁芯窗口面积
副边电流为
I2=6⨯Dmax=4.025A (3-36)
因为
故原边电流
I2N2
I= 1 (3-37)
N1
I1=
4.025⨯4
=0.37(A)43
导线电流密度为4A/mm2，故每匝导线的截面积为：
I
= (3-38) s
4
导线选型时，要留出2-3倍裕量
绕组的截面积为S=s⨯n=0.19-0.28，经计算得 芯窗口面积合适。
3.3.10检测磁芯磁通密度和饱和区间
∑s≤A
w
，所以选择的磁
检测磁芯的最大感应强度可确保提供一个最大的工作值和饱和值之间的适度区间。在任何情况下包括瞬时负载和高温，应避免磁芯饱和。采用计算磁芯饱和边界来检测。
计算交流磁通产生磁感应强度变化幅值:
V⨯t248.7⨯0.45 ∆ B = son= = 0 . 0205 T (3-39)
Np⨯Ae43⨯127
其中
1 = D max T a = 0 . 45 ⨯ = 4 . 5 us (3-40) ton
100⨯1000
根据此感应强度与直流电流的关系计算直流成分Bdc
假设磁芯所有磁阻都集中在气隙中，显然，作为一个比较保守的结果，可以求得一个较高的直流磁感应强度。此近似值允许使用一个简单的等式：
μN⨯Idc
B dc = μ ⨯ H = p-3 (3-41)
lg⨯10
-7
式中 u0=4π⨯10(H/m)
Np-原边线圈匝数
Idc—有效的直流电流，开始导通时的电流幅值（A）
lg—气隙长度（mm）
本例中
uNpIdc4π⨯10-7⨯43⨯1.61
Bdc=uH===0.20 T-3-3
lg⨯100.44⨯10
交流和直流磁场感应强度相加之和得到磁感应强度的最大值
Bmax=∆B+Bdc=0.0205+0.2=0.2205T (3-43)
已知EE40的饱和磁感应强度在100oC是390mT，Bmax≤390mT 3.4控制反馈电路的设计 3.4.1UC3842介绍
如图3.4为UC3842内部框图和引脚图，UC3842采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8个引脚，各脚功能如下：1脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；2脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；3脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；4脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时
1.75
间常数决定，；5脚为公共地端；6脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，f=
RTCT
上升、下降时间仅为50ns驱动能力为±1A；7脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；8脚为5V基准电压输出端，有50mA的负载能力。
U5
4S
R
UC3842
图3.4UC3842内部框图和引脚图
UC3842是一种性能优异、应用广泛、结构较简单的PWM开关电源集成控
制器，由于它只有一个输出端，所以主要用于音端控制的开关电源。
UC3842中7引脚为电压输入端，其启动电压范围为16-34V。在电源启动时，Vcc16V时输入电压施密特比较器送出高电平到5V蕨稳压器，产生5V基准电压，此电压一方面供销内部电路工作，另一方面通过8脚向外部提供参考电压。一旦施密特比较器翻转为高电平（芯片开始工作以后），Vcc可以在10V-34V范围内变化而不影响电路的工作状态。当Vcc低于10V时，施密特比较器又翻转为低电平，电路停止工作。
当基准稳压源有5V基准电压输出时，基准电压检测逻辑比较器即达出高电平信号到输出电路。同时，振荡器将根据4脚外接RT、CT参数产生f=
1.75
的RTCT
振荡信号，此信号一路直接加到图腾柱电路的输入端，另一路加到PWM脉宽市制RS触发器的置位端，RS型PWM脉宽调制器的R端接电流检测比较器输出端。R端为占空调节控制端，当R电压上升时，Q端脉冲加宽，同时6脚送出脉宽也加宽（占空比增多）；当R端电压下降时，Q端脉冲变窄，同时6脚送出脉宽也变变窄（占空比减小）。2脚一般接输出电压取样信号，也称反馈信号。当2脚电压上升时，1脚电压将下降，R端电压亦随之下降，于是6脚脉冲变窄；反之，6脚脉冲变宽。3脚为电流传感端，通常在功率管的源极或发射极串入一小阻值取样电阻，将流过开关管的电流转为电压，并将此电压引入引脚。当负载短路或其它原因引起功率管电流增加，并使取样电阻上的电压超过1V时，6脚就停止脉冲输出，这样就可以有效的保护功率管不受损坏。 3.4.2TL431介绍
TL431为可调式精密并联稳压器，如图3.5所示，依靠电阻R4、R5分压获得基准电压，通过调节两个电阻的数值可以达到输出稳定电压，C1为TL431的补偿电容，可以提高其瞬态频率响应。PS2501为线性光耦合器，能够将发射极电流通过R1转化为电压送至UC3842电压反馈端，用来调节占空比。当输出电压15V有波动时，通过取样电阻R4、R5分压后，得到取样电压与TL431中的带隙基准电压2.5V进行比较。当输出电压经过取样后大于2.5V时，使TL431
阴极电位下降，进而流过光电二极管的工作电流升高，光敏三极管电流增加，进而使得UC3842电压反馈值增加，使开关管占空比减小，最终使输出电压15V稳定。
图3.5TL431工作原理图
3.4.3脉宽调制器
开关电源的控制方式主要包括脉宽调制，脉冲频率调制。脉冲频率调制是将脉冲宽度固定，通过调节工作频率来调节输出电压。交流输入电压经过整流滤波后变为脉动的直流电压，供给功率开关管作为动力电源。开关管的基极或场效应管的栅极由脉宽调制器的脉冲驱动。脉宽调制器由基准电压源，误差放大器，PWM比较器和锯齿波发生器组成，如图3.6为三角波输出波形。
图3.6三角波输出波形
开关电源的输出电压和基准电压进行比较，放大，然后将其差值送到脉冲调
R5
1k
R45k
制器。脉冲调制的频率是不变的，当输出电压下降时，与基准电压比较的差值增加，经放大后输入到PWM比较器，加宽了脉冲宽度。宽脉冲经开关晶体管功率放大后，驱动高频变压器，使变压器初级电压升高，然后耦合到次级，经过二极管整流和电容滤波后，输出电压上升，反之亦然。 3.5保护电路的设计
过电流保护如图3.7所示
图3.7过流保护电路
过流保护电路由R10、R9以及C9组成。R9上的电压反映了电流瞬时值，当开关电源发生过电流时，开关管S1漏极的电流会增大，UR9
会增大，UR9接
入UC3842的保护输入端3脚，当UR9 1V时，UC3842芯片的输出脉冲将关断。通过调节R10和R9的分压比可以改变开关管的限流值，实现电流瞬时值的逐周期比较，属于限流式保护。输出脉冲关断，实现对电流平均值保护，属于截流式保护。
3.6输出侧滤波电路设计
变压器输出侧滤波电路如图3.8所示。
L1
图3.8变压器输出侧滤波电路
为保证滤除谐波的充分性，采用CLC型滤波，也称π型滤波，该电路纹波系数更小。
3.6.1计算输出滤波电容
由课设的要求输出纹波电压 ≤ 0.2V，若CLC滤波为负载电流的20%。 输出纹波电流为
0.2Io=0.2×6=1.2A (3-44)
一级电容为
Iout(max)Toff7.2⨯0.011 C 4 = 396 uF (3-45) = =
Vp-p0.2
因为采用的是双滤波环节，计算二次滤波电容
Iout(max)Toff7.2⨯0.011 5 = = = 396 uF (3-46) C
Vp-p0.2
即选择一个和 C1 一样的电容。根据查询得知选择电解电容，选择 KEMET 公司生产的电容型号 T510X337MO10AS 330 3.6.2计算输出滤波电感 L1
参考导磁率与直流偏置曲线。在可能的直流偏置下所选的磁导率不能过低。这里选择磁场强度为 400T时，相对磁导率大于 60 的磁芯：
HL400⨯15 = = = 47 （匝） (3-47) N
0.4πIo0.4⨯3.14⨯1A
3.6.3选择二极管V
输出整流二极管耐压为
VR>2Vout=30V (3-48)
IR>Iout(max)>6A (3-49)
故选取MBR20060CT型二极管。
第四章 电路仿真与结果
4.1 EMI滤波电路
EMI仿真电路图，如图4.1：
图4.1 EMI滤波仿真电路
输入交流电压及输出电压波形，如图4-2（a），图4-2（b）
图4.2（a）输入电压波形
图4.2（b）输出电压波形
如果输入有高频电压干扰，通过EMI滤波电路其将会被滤掉，结果输出波
形仍是50Hz的交流正弦电压波。 4.2整流电路
整流仿真电路图，如图4.3
图4.3整流电路
交流整流后输出波形：
图
4.4整流后输出电压波形
输入幅值380的交流电，整流输出约为380V，输出波形符合计算值结果。 4.3反激型电路
仿真电路如图4.5
图4.5反激型电路
图4.5 输出直流波形
在ORCAD仿真中的总控制电路原理图见图4.6
图4.6控制电路原理图
输出端电压波形如图4.7所示：
图4.7 6引脚推挽输出波形
反馈电路采取采样电压和固定频率的单极性三角波比较的方式，当三角波高于输出采样电压时TABLE元件输出高电压，当三角波低于输出采样电压时TABLE元件输出低电压。当输出采样电压升高时，TABLE元件输出的电压占空比减小，此电压加在Sbreak上，控制其开断，使输出电压降低，从而达到稳定输出电压的作用。
图4.8反馈电路
图4.9带有反馈的输出电压波形
图4.10三角波的输出电压波形
总电路如图4.12
N34mH
图4.11总电路图
心得体会
本次课设内容为设计一个反激式开关电源，并用ORCAD仿真出结果波形，最
先进行电路的设计，发现对电子器件及应用了解的很少，对器件型号了解不透彻，对电路图功能理解不好。设计主电路最难的部分是直流变压器，需要计算的参数很多，而且型号，特性曲线不易找到。搭好电路后进行初步仿真，由于是不可控桥整流输出电压值偏大，所以对控制电路进行设计，主要用到UC3842，TL431和光耦组成电压反馈，所以对这两个器件进行深入了解，建立好控制电路，并设置电压反馈，加过流保护，由于过压欠压保护需要继电器，没有进行电路构造。 最难的部分是电路仿真，对软件的不熟悉致使搭建，运行开始都出现错误，最后的不到仿真结果，换用其他芯片仍无法得到。
通过这次课设对开关电源有了深一步的了解，明白设计一件物品的不易，同时也看到开关电源强大的功能。，知道了仿真的重要性。
致谢
感谢许老师的细心指导，引领我的思路到正确的方向，感谢同学的耐心帮助，解决实际问题。
参考文献
[1]杨旭等，开关电源技术，机械工业出版社，2004年3月
[2]张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计，电子工业出版社，1998年 [3] 李希茜．高频变压器的设计[ J ]．现代电子技术，2001，9 ：7-8 [4] 魏雄，陆玲OrCAD和PADS Layout电路设计与实践,西安电子科技大学出版社，2001年3月
[5] 吴国平，基于KA5L0380的三相四线反激式开关电源研究，中国农业大学2013年