1、什么是电压比较器
简单地说， 电压比较器是对两个模拟电压比较其大小(也有两个数字电压比较的，这里不介绍)，并判断出其中哪一个电压高，如图1所示。图1(a)是比较器，它有两个输入端：同相输入端(“+” 端) 及反相输入端(“-”端)，有一个输出端Vout(输出电平信号)。另外有电源V+及地(这是个单电源比较器)，同相端输入电压VA，反相端输入VB。VA和VB的变化如图1(b)所示。在时间0～t1时，VA>VB；在t1～t2时，VB>VA；在t2～t3时，VA>VB。在这种情况下，Vout的输出如图1(c)所示：VA>VB时，Vout输出高电平(饱和输出)；VB>VA时，Vout输出低电平。根据输出电平的高低便可知道哪个电压大。
如果把VA输入到反相端，VB输入到同相端，VA及VB的电压变化仍然如图1(b)所示，则Vout输出如图1(d)所示。与图1(c)比较，其输出电平倒了一下。输出电平变化与VA、VB的输入端有关。
图2(a)是双电源(正负电源)供电的比较器。如果它的VA、VB输入电压如图1(b)那样，它的输出特性如图2(b)所示。VB>VA时，Vout输出饱和负电压。
如果输入电压VA与某一个固定不变的电压VB相比较，如图3(a)所示。此VB称为参考电压、基准电压或阈值电压。如果这参考电压是0V(地电平)，如图3(b)所示，它一般用作过零检测。
比较器的工作原理
比较器是由运算放大器发展而来的，比较器电路可以看作是运算放大器的一种应用电路。由于比较器电路应用较为广泛，所以开发出了专门的比较器集成电路。
图4(a)由运算放大器组成的差分放大器电路，输入电压VA经分压器R2、R3分压后接在同相端，VB通过输入电阻R1接在反相端，RF为反馈电阻，若不考虑输入失调电压，则其输出电压Vout与VA、VB及4个电阻的关系式为：Vout=(1+RF/R1)·R3/(R2+R3)VA-(RF/R1)VB。若R1=R2，R3=RF，则Vout=RF/R1(VA-VB)，RF/R1为放大器的增益。当R1=R2=0(相当于R1、R2短路)，R3=RF=∞(相当于R3、RF开路)时，Vout=∞。增益成为无穷大，其电路图就形成图4(b)的样子，差分放大器处于开环状态，它就是比较器电路。实际上，运放处于开环状态时，其增益并非无穷大，而Vout输出是饱和电压，它小于正负电源电压，也不可能是无穷大。
从图4中可以看出，比较器电路就是一个运算放大器电路处于开环状态的差分放大器电路。
同相放大器电路如图5所示。如果图5中RF=∞，R1=0时，它就变成与图3(b)一样的比较器电路了。图5中的Vin相当于图3(b)中的VA。
2、比较器与运放的差别
运放可以做比较器电路，但性能较好的比较器比通用运放的开环增益更高，输入失调电压更小，共模输入电压范围更大，压摆率较高(使比较器响应速度更快)。另外，比较器的输出级常用集电极开路结构，如图6所示，它外部需要接一个上拉电阻或者直接驱动不同电源电压的负载，应用上更加灵活。但也有一些比较器为互补输出，无需上拉电阻。
这里顺便要指出的是，比较器电路本身也有技术指标要求，如精度、响应速度、传播延迟时间、灵敏度等，大部分参数与运放的参数相同。在要求不高时可采用通用运放来作比较器电路。如在A/D变换器电路中要求采用精密比较器电路。
由于比较器与运放的内部结构基本相同，其大部分参数(电特性参数)与运放的参数项基本一样(如输入失调电压、输入失调电流、输入偏置电流等)。
1.最主要的区别是输出结构。比较器往往是集电极开路输出，这样可以多个比较器的输出并联，构成与门，这叫“线与”。而运放通常是推挽输出，输出端不能并联。
2.比较器的输出要加上拉电阻，运放的输出不需要加。
3.比较器工作在开环或者正反馈状态，一般不会自激。运放工作一般工作在负反馈状态，而开环或正反馈的时候需要加补偿电路，否则容易自激。
4.精密运放的开环增益很高，120dB左右。普通运放和比较器则不是很高，60dB左右。
5.运放工作一般工作在线性状态，内部结构决定了它非线性失真比较小。比较器工作在开关状态，如果用做线性放大的话，不能保证失真度。
查看文章
运放与比较器的区别
2009-06-04 09:32
运算放大器和比较器如出一辙，简单的讲，比较器就是运放的开环应用，但比较器的设计是针对电压门限比较而用的，要求的比较门限精确，比较后的输出边沿上升或下降时间要短，输出符合TTL/CMOS电平/或OC等，不要求中间环节的准确度，同时驱动能力也不一样。一般情况：用运放做比较器，多数达不到满幅输出，或比较后的边沿时间过长，因此设计中少用运放做比较器为佳。
运放和比较器的区别
比较器和运放虽然在电路图上符号相同，但这两种器件确有非常大的区别，一般不可以互换，区别如下:
1、比较器的翻转速度快，大约在ns数量级，而运放翻转速度一般为us数量级(特殊的高速运放除外)。
2、运放可以接入负反馈电路，而比较器则不能使用负反馈，虽然比较器也有同相和反相两个输入端，但因为其内部没有相位补偿电路，所以，如果接入负反馈，电路不能稳定工作。内部无相位补偿电路，这也是比较器比运放速度快很多的主要原因。
3、运放输出级一般采用推挽电路，双极性输出。而多数比较器输出级为集电极开路结构，所以需要上拉电阻，单极性输出，容易和数字电路连接。
补充:比较器工作在非线性条件下,强调的是翻转速度,放大器用于放大,比较注重的是线性.当用比较器作放大时会发现放大输出失真,即使放大负反馈较深也非常明显,而用运放做比
较器时,会发现翻转速度不够.
运放可以做比较器，同时也可以作为放大器，比较器只能做比较器。
比较器在最常用的简单集成电路中排名第二，仅次于排名第一的运算放大器。在各类 出版物中可以经常看到运算放大器的理论，关于运算放大器的设计和使用方法的图书也非
常多，可是我们却很难找到关于比较器的理论研究，究其原因，比较器本身功能十分简
单，只用于比较电压，然后根据比较结果，把输出电压设定在数字低态或高态。
很多人认为比较器类似于没有反馈引脚的运算放大器，真实情况并不是这样，当使用 比较器防止负面的意外事件时，我们应该了解更多的技术背景知识。
比较器可以用运算放大器代替吗吗？？？？
a) 过零比较器 b) 电压传输特性
在开环或高增益配置中用运算放大器代替比较器是十分常见的，虽然最好是使用专门 优化的比较器，但是用运算放大器代替比较器也是可以的。运算放大器是一种为在负反馈
条件下工作设计的电子器件，设计重点是保证这种配置的稳定性，压摆率和最大带宽等其
它参数是放大器在功耗与架构之间的折衷选择；相反，比较器是为无负反馈的开环结构内
工作设计的，这些器件通常不是通过内部补偿的，因此速度即传播延迟以及压摆率（上升
和下降时间）在比较器上得到了最大化，总体增益通常也比较小。
用运算放大器代替比较器不会使性能得到优化，而且功耗速度比将会很低。如果反过 来，用比较器代替运算放大器，情况则会更坏。通常情况下比较器不能代替运算放大器，
在负反馈条件下，比较器很可能会出现工作不稳定的情况。
总之，我们可以说，比较器和运算放大器是不能互换的，低性能设计除外。 TS302x 轨对轨高速比较器
产品描述
ST 最近新推出一系列轨对轨高速比较器：单比较器TS3021 和双速比较器TS3022。 在既需要低电流消耗又需要快速信号响应的应用中，如便携通信系统或高速采样系统， TS302x 的特性深受市场欢迎。
TS320x 系列产品采用双极晶体管和MOS 晶体管两种技术，其最大特点是功耗低、响 应速度快，典型功耗达到（每个比较器）64µA，典型响应速度33ns，在0℃到+125℃民用
工作温度范围内，工作电压范围1.8V 到5V；在-40℃到+125℃工业工作温度范围内，工作
电压范围2V 到5V；TS302x 还提供最高200mA 的闩锁保护功能和高达2kV 的ESD 保护功
能。单比较器TS3021 采用SOT23 -5 和SC70-5 封装，而双比较器TS3022 则采用SO-8 和
MiniSO-8 封装。
比较器输出
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0
0.00
0.05
0.10
0.15
0.20
VCC= 5V ,
output LOW
V
OUT (
V)
ISOURCE (mA)
+125oC
-40oC
+25oC
a)电路
图 b)传输特性
图1: TS302x – 输出电压对输出电流
因为一个比较器只有两个输出状态（高和低），输出电压接近零压或电源电压，双极 晶体R2R（轨对轨）比较器有一个在输出与每条轨之间产生很低电压降的共发射极输出， 这个电压降等于饱和晶体管的集电极-发射极的输出电压。当输出电流很小时，CMOS 轨对
轨比较器的输出电压取决于饱和MOS 晶体管，其电压范围比双极晶体管比较器更接近轨
电压。
TS302x 系列是轨对轨输出的比较器，推挽式输出提供接近电源电压的输出电压，灌入 电流和+5V 电源电压产生的电压降通常是40mV，CMOS 输出级也能提供足够的输出电 流，当输出电压很低时，短路输出电流62mA，当输出电压很高时，短路输出电流47mA。 比较器输入
TS302x输入可以处理-0.2V到VCC +0.2V共模电压范围(VICM )内的输入信号，实现方法
是把比较器输入级分成两对差分输入晶体管。当输入电压VIN低于约1.1V的VCC 时，双极晶
体管输入级开始工作。如果输入电压VIN高于约1.1V的VCC ，CMOS输入级处理信号。
因为
这个原因，TS302x有略微不同的传播延迟和输入失调电流，大小取决于VICM 。输入共模电
压范围(Vicm)是异相和同相输入引脚上的平均电压，如果共模电压太高或太低，输入将会被
关闭，比较器的正常工作将不能得到保证。对于正常工作，两个输入信号都不得超出共模
电压范围。
输入失调电流
对于低输入共模电压(Vicm)，在25℃的典型温度下，TS302x输入偏流约80 mA。如果 Vicm电压高于Vcc-1V，CMOS输入级获得控制权，输入偏流降到极低的数值，如几个微微
安。输入偏流IIB是两个输入电流的平均值：IIB= (IP+IN)/2。异相和同相输入引脚上的偏流之
间的差叫做输入失调电流IIO= IP- IN。输入失调电流通常比输入偏流小很多。典型情况下，
TS302x的IIO=1mA，IIB= 80mA。
3
-100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100
-300
-250
-200
-150
-100
-50
100
IIN-125oC IIN+125oC
IIN- 25oC IIN+25oC
IIN--40oC IIN+-40oC
Input bias current (
nA)
Iinput diferential voltage (mV)
VCC= 5V
VICM= 0V
图2：：：：TS302x – 输入偏流对差分电压
传播延迟
传播延迟对于很多应用都是一个关键参数，传播延迟是指输入信号跨过临界点的时间 和比较器输出的实际转换时间之间的时间差。为了测量传播延迟TP，也称作响应时间，在
输入引脚上施加一个方波信号。这个输入信号的振幅被称为过驱动电压参数，对输出信号
延迟影响很大，如图4 所示。传播延迟大小与输入共模电压(VICM)有关，以TS302x 为例，
传播延迟主要与在不同输入电压下工作的两对输入差分晶体管有关。每对晶体管都有自己
的传播延迟(TP)。
图3: 传播延迟的定义与测量
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110
30
50
60
70
80
90
TPHL
VICM= VCC
Propagtion delay (
nS)
Overdrive voltage (mV)
TPLH
VICM= VCC
TPLH
VICM= 0V
TPHL
VICM= 0V
VCC= 5V
Temp. = 25oC
图4: TS302x –传播延迟对过驱动电压 100mV
VIN[V]
VOUT[V]
VOV t [us]
t [us]
VREF
½ VCC
TPLH
4
如图3所示，在上升沿(TPLH)上测量传播延迟时，输入信号从比较电压VREF下面的 100mV开始，然后上升到VREF + VOV电压处，其中VOV 叫做过驱动信号。对于下降沿(TPHL)
测量，情况与上升沿相反：输入信号从VREF+100mV 开始，下降到VREF- VOV。例如，在测
量TPLH 时，如果VOV= 20mV，VREF= 2.5V，则输入方波信号的高电平=2.52V，低电平=
2.4V，分别对应VREF + VOV 和VREF – 100mV。
了解过驱动(VOV)参数的准确含义非常重要。某些制造商使用对称输入信号变化，例 如，从-20mV到+20mV的电压变化。相反的方法是施加一个100mV到+20mV的输入电压变
化，不同的测量方法对测量结果有积极的影响，因为测量结果显示传播延迟降低了，低过
驱动输入电压就是这种情况。当使用对称信号时，在相同的过驱动电压(VOV)下，从传播延
迟角度(Tp)看，TS302x比较器的响应速度似乎比竞争品牌更快。
输入失调电压
输入失调电压(VIO)是比较器分辨率的限制因素。对于在输入失调电压范围内的输入信 号，比较器可能会转换到不同的输出值，或根本不转换。我们举例说明。
例如，把一个5mV的峰值到峰值振幅信号施加到一个输入失调电压(VIO)6mV的比较器 上，当VIO偶然是零时，可以在输出引脚上发现一个理想的恢复信号。相反，如果VIO是
4mV，信号虽然也会被恢复，但是输出方波将拥有一个错误的占空比。
如果比较器的VIO高于5mV，比较器的输出将会保持高态或低态。因此，恢复操作将 会失败，信号就会丢失。在整个VICM范围内和-40℃到125℃区间，TS302x的VIO 典型值是
0.5mV，最大值是8mV。
输入失调电压的平均温度系数VIO规定了在温度变化范围内预计的输入失调漂移，单 位是µV/℃，其中VIO IO是 是在-40℃到125℃温度范围内测量到的输入失调电压数值，而V
dVIO/ dT的计算结果。典型的失调电压漂移是3µV/℃，最大值是20µV/℃。图5所示是两个
不同的输入共模电压下的两条输入失调电压对温度特性曲线，一条曲线代表低输入共模电
压(VICM = 0V)时双极晶体管输入级的VIO漂移，另一条曲线代表高输入共模电压(VICM = VCC)
时CMOS输入级性能。
-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 140
0.0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
Vio(mV)
Temperature (°C)
VVICM= 0V
VICM= 5V
VCC = 5V
图5：：：：输入失调电压对温度特性曲线
CMRR 和SVR
共模抑制比(CMRR)描述了输入失调电压VIO 与输入共模电压VICM 之间的关系。共模抑制
比被定义为VIO 与VICM的变化比，大多数情况下用对数比例表示。
CMRR [dB] = 20x Log (DVICM /DVIO)
在不同的输入共模电压(0V 和VCC)下测量两个输入失调电压值，然后用这两个值计算 CMRR。对于TS302x 系列比较器，当电源电压VCC= 2V 时，CMRR 典型值是67dB；当电 源电压VCC= 5V 时，CMRR 是72dB。
电源电压抑制比(SVR)是另一个描述了输入失调电压VIO 与电源电压之间关系的重要参数，
修改电源电压会或多或少影响输入差分晶体管对的偏流，这表明输入失调电压也将要进行
细微的修改，电源电压抑制比SVR 是测量这种影响大小的方法。
SVR [dB] = 20x Log (DVCC /DVIO)
在VCC= 2V 到VCC= 5V 的电源电压变化范围内，TS302x 的SVR 典型值是69dB。 快速比较器原理和印刷电路板设计
比较器是性能非常强大的用途很广的电子器件，不过，应用设计工程师必须检查正常 工作所需的特殊标准，所有的基本原则对于高速器件都是通用的，但是，比较器可能是这
些器件中最灵敏的产品。
任何高速比较器实现最好的性能必须具有正确的产品设计和合理的印刷电路布局， 输入或地线上的大电容可能会限制高速电路发挥最大的性能，为了最大限度缩短完整电路
的传播延迟，就必须最大限度减少从信号源到比较器输入引脚的线路电阻。信号源电阻以
及输入电容和寄生电容构成一个阻容滤波器，这个滤波器会延长输入引脚上的电压转换时
间，并降低高频信号的振幅。
在输出转换过程中，当比较器开关转换时，电源电流可能会达到很高，峰值电流可能 会在电源线路上产生电压降和噪声。因此，采用旁通电容器来确保电源阻抗很低是非常重
要的。旁通电容器可以给比较器提供局部能量，从而弥补在开关过程中不断增加的功耗需
求。最佳的选择是采用几个电容值不同的电容器，通常情况下，一个100nF的陶瓷电容并联
一个1uF电容对于TS302x系列产品是一个最佳的选择。1uF电容对线路纹波起到缓冲作用，
而100nF电容在比较器开关操作时提供电能。电容器特别是100nF电容应尽可能安装在比较
器电源引脚的附近。
在高速电路中，快速瞬变会在线路上产生电压变化，在DC模式下也可能出现相同的 情况。为了降低这种影响，我们通常使用一个接地面来减少电路内可能出现的电压变化。
通过给电流提供一个更适合的通道，接地面有利于最大限度地降低电路板内的寄生电容效
应。在接地面上覆一条高频信号迹线，回流正好从信号线下返回。接地面断路会提高接地
面电感，使更高频信号的处理效率变低。
简单的比较器配置
图6所示是采用一个比较器的基本电路。输入信号施加在同相引脚上。电阻R1和R2组
成的分压器设定使比较器改变状态的阈压和转换点：VTH= Vcc * R1 / (R1+R2)。 6
1uF
100nF
100nF
R1
R2
OUT
CC V
IN V R1||R2
图6: 电压比较器
因为没有反馈电路，从输出漂移到输入（通常是同相输入）的电容或耦合到地线（同 相输入通常连接地线）的输出电流，可能会导致比较器电路变得不稳定。如果保持高阻抗
节点，注意上文描述的电路板布局和接地设计，将有助于把这两种耦合作用降到最低限
度。
如何增加滞后电路路？？？？
采用正反馈是增加滞后作用的一个常用而有效的解决办法，正反馈具有分离上升和下 降转换点的作用，因此，一旦转换操作开始后，输入必须经过一个很长的反向操作，才开
始向相反方向转换。
当处理含有少量重叠噪声的慢速变化信号时，比较器通常会产生多个输出变化或跳 变，因为输入信号会跨过或重新跨过阈压区。很多应用特别是工业环境中有大量的噪声信
号，当信号穿过阈压区时，开路增益会把噪声放大，引起输出暂时跳变，这是大多数应用
无法接受的，为了防止这种振荡，如有可能，应对输入信号进行过滤。不过，如果引入了
下面的滞后方法，通常可以解决这个问题。
100nF
R2
R1
VIN
VOUT
VCC
VSS
100nF
图7：：：：含有外部滞后的反相比较器
图7所示是在双电源下使用滞后方法。输出-输入电压图（图8）描述了转换点附近的情
况。电阻R2通常比电阻R1大很多，如果R2无限大，将不会有滞后现象，比较器将在零压下
转换。滞后大小是由输出电平与R1/(R1+R2)电阻比来决定，转换点电压略微偏离零电压:
VT1= VSS * R1 / (R1+R2)；VT2= VCC * R1 / (R1+R2).
7
图8: 滞后图
在单电源比较器配置中，参考电压需要提高失调电压，这样电路就可以完全工作在第 一象限内。图9描述了如何处理这种配置。电阻分压器(R2以及R1)产生一个与输入电压比较
的正参考电压，这个电路也叫施密特触发器。
100nF
R2
R1
VIN
VOUT
VCC
R3
图9：：：：单电源的外部滞后电路
下面是计算不同的直流阈压的公式：
VT1= VCC * R1|| R3 / (R2+ R1|| R3)，VT2= VCC * R1 / (R1+ R2|| R3) 图10: 滞后图
不过，含有外部滞后电路的比较器遇到一个问题：输出电压大小取决于电源电压和负载。
这意味着每种应用的滞后电压都不相同。虽然会影响到分辨率，但这个问题并不是一个大
问题，因为滞后电压通常在电源电压中只占很小的比例，而且能够承受安全极限。 张驰振荡器电路
张驰振荡器属于再生电路类。再生电路类的子类是多重振荡器，如果再向下划分，还可以
分成单稳、双稳和非稳定振荡器。张驰振荡器是一种非稳定多重振荡器。
VOUT
VT
VT1
VCC
0V
VIN
VOUT
VT
VT1
VCC
VSS
0V
TS302x
100nF
OUT
VCC
1nF
C1
10k
R4
10k
R1
R2
10k
R3
图11：：：：采用TS3021的张驰振荡器
图11是一个采用TS3021比较器设计的张驰振荡器的电路示意图，这个电路采用了正负两种
反馈电路。正反馈可以产生前文描述的电压滞后。反相输入上的阈压VLOW和VHIGH的大小
取决于电阻R2、R3和R4以及电源电压决定的输出电压。考虑到输出上的零压降，我们可以
把这个原理用公式表达：
VLOW= VCC * R2|| R4 / (R3+ R2|| R4)； VHIGH= VCC * R2 / (R2+ R3|| R4) 因为R2 = R3 = R4 ，所以VLOW= VCC / 3 VHIGH= 2VCC / 3
同相输入上的电压是放电和充电电容C1在反馈电路中通过电阻R1从比较器输出产生的：
VC1(t) = VCC x (1- e-t/T)，其中式t是时间常量，等于R1* C1。同相输入上的电压VC1在VLOW和
VHIGH之间呈幂数形式升降。
我们可以把这个原理用公式表达： VHIGH – VLOW = VC1 ，这表明VCC / 3 = VCC * (1- e-t/T)；
当我们求解这个方程式时，如果变量t 是明确的，我们得到：t = t x ln(3/2)，这个时长是整
个周期的二分之一。输出频率(f=1/2t)的最终结果：f = 。在图10所描述的结构 1/(0.811 )
中，取得的输出频率大约是123 kHz，占空比50%。
输出频率与电源电压无关，TS302x电路接受1.8V到5V宽电压范围，因为是轨对轨输
出级，
所以输出信号的振幅和电源电压一样宽广。
只要通过R1和C1就能调节输出频率。当需要不同的占空比时，调整R2/ R3的比例，就可以
修改占空比。
1、什么是电压比较器
简单地说， 电压比较器是对两个模拟电压比较其大小(也有两个数字电压比较的，这里不介绍)，并判断出其中哪一个电压高，如图1所示。图1(a)是比较器，它有两个输入端：同相输入端(“+” 端) 及反相输入端(“-”端)，有一个输出端Vout(输出电平信号)。另外有电源V+及地(这是个单电源比较器)，同相端输入电压VA，反相端输入VB。VA和VB的变化如图1(b)所示。在时间0～t1时，VA>VB；在t1～t2时，VB>VA；在t2～t3时，VA>VB。在这种情况下，Vout的输出如图1(c)所示：VA>VB时，Vout输出高电平(饱和输出)；VB>VA时，Vout输出低电平。根据输出电平的高低便可知道哪个电压大。
如果把VA输入到反相端，VB输入到同相端，VA及VB的电压变化仍然如图1(b)所示，则Vout输出如图1(d)所示。与图1(c)比较，其输出电平倒了一下。输出电平变化与VA、VB的输入端有关。
图2(a)是双电源(正负电源)供电的比较器。如果它的VA、VB输入电压如图1(b)那样，它的输出特性如图2(b)所示。VB>VA时，Vout输出饱和负电压。
如果输入电压VA与某一个固定不变的电压VB相比较，如图3(a)所示。此VB称为参考电压、基准电压或阈值电压。如果这参考电压是0V(地电平)，如图3(b)所示，它一般用作过零检测。
比较器的工作原理
比较器是由运算放大器发展而来的，比较器电路可以看作是运算放大器的一种应用电路。由于比较器电路应用较为广泛，所以开发出了专门的比较器集成电路。
图4(a)由运算放大器组成的差分放大器电路，输入电压VA经分压器R2、R3分压后接在同相端，VB通过输入电阻R1接在反相端，RF为反馈电阻，若不考虑输入失调电压，则其输出电压Vout与VA、VB及4个电阻的关系式为：Vout=(1+RF/R1)·R3/(R2+R3)VA-(RF/R1)VB。若R1=R2，R3=RF，则Vout=RF/R1(VA-VB)，RF/R1为放大器的增益。当R1=R2=0(相当于R1、R2短路)，R3=RF=∞(相当于R3、RF开路)时，Vout=∞。增益成为无穷大，其电路图就形成图4(b)的样子，差分放大器处于开环状态，它就是比较器电路。实际上，运放处于开环状态时，其增益并非无穷大，而Vout输出是饱和电压，它小于正负电源电压，也不可能是无穷大。
从图4中可以看出，比较器电路就是一个运算放大器电路处于开环状态的差分放大器电路。
同相放大器电路如图5所示。如果图5中RF=∞，R1=0时，它就变成与图3(b)一样的比较器电路了。图5中的Vin相当于图3(b)中的VA。
2、比较器与运放的差别
运放可以做比较器电路，但性能较好的比较器比通用运放的开环增益更高，输入失调电压更小，共模输入电压范围更大，压摆率较高(使比较器响应速度更快)。另外，比较器的输出级常用集电极开路结构，如图6所示，它外部需要接一个上拉电阻或者直接驱动不同电源电压的负载，应用上更加灵活。但也有一些比较器为互补输出，无需上拉电阻。
这里顺便要指出的是，比较器电路本身也有技术指标要求，如精度、响应速度、传播延迟时间、灵敏度等，大部分参数与运放的参数相同。在要求不高时可采用通用运放来作比较器电路。如在A/D变换器电路中要求采用精密比较器电路。
由于比较器与运放的内部结构基本相同，其大部分参数(电特性参数)与运放的参数项基本一样(如输入失调电压、输入失调电流、输入偏置电流等)。
1.最主要的区别是输出结构。比较器往往是集电极开路输出，这样可以多个比较器的输出并联，构成与门，这叫“线与”。而运放通常是推挽输出，输出端不能并联。
2.比较器的输出要加上拉电阻，运放的输出不需要加。
3.比较器工作在开环或者正反馈状态，一般不会自激。运放工作一般工作在负反馈状态，而开环或正反馈的时候需要加补偿电路，否则容易自激。
4.精密运放的开环增益很高，120dB左右。普通运放和比较器则不是很高，60dB左右。
5.运放工作一般工作在线性状态，内部结构决定了它非线性失真比较小。比较器工作在开关状态，如果用做线性放大的话，不能保证失真度。
查看文章
运放与比较器的区别
2009-06-04 09:32
运算放大器和比较器如出一辙，简单的讲，比较器就是运放的开环应用，但比较器的设计是针对电压门限比较而用的，要求的比较门限精确，比较后的输出边沿上升或下降时间要短，输出符合TTL/CMOS电平/或OC等，不要求中间环节的准确度，同时驱动能力也不一样。一般情况：用运放做比较器，多数达不到满幅输出，或比较后的边沿时间过长，因此设计中少用运放做比较器为佳。
运放和比较器的区别
比较器和运放虽然在电路图上符号相同，但这两种器件确有非常大的区别，一般不可以互换，区别如下:
1、比较器的翻转速度快，大约在ns数量级，而运放翻转速度一般为us数量级(特殊的高速运放除外)。
2、运放可以接入负反馈电路，而比较器则不能使用负反馈，虽然比较器也有同相和反相两个输入端，但因为其内部没有相位补偿电路，所以，如果接入负反馈，电路不能稳定工作。内部无相位补偿电路，这也是比较器比运放速度快很多的主要原因。
3、运放输出级一般采用推挽电路，双极性输出。而多数比较器输出级为集电极开路结构，所以需要上拉电阻，单极性输出，容易和数字电路连接。
补充:比较器工作在非线性条件下,强调的是翻转速度,放大器用于放大,比较注重的是线性.当用比较器作放大时会发现放大输出失真,即使放大负反馈较深也非常明显,而用运放做比
较器时,会发现翻转速度不够.
运放可以做比较器，同时也可以作为放大器，比较器只能做比较器。
比较器在最常用的简单集成电路中排名第二，仅次于排名第一的运算放大器。在各类 出版物中可以经常看到运算放大器的理论，关于运算放大器的设计和使用方法的图书也非
常多，可是我们却很难找到关于比较器的理论研究，究其原因，比较器本身功能十分简
单，只用于比较电压，然后根据比较结果，把输出电压设定在数字低态或高态。
很多人认为比较器类似于没有反馈引脚的运算放大器，真实情况并不是这样，当使用 比较器防止负面的意外事件时，我们应该了解更多的技术背景知识。
比较器可以用运算放大器代替吗吗？？？？
a) 过零比较器 b) 电压传输特性
在开环或高增益配置中用运算放大器代替比较器是十分常见的，虽然最好是使用专门 优化的比较器，但是用运算放大器代替比较器也是可以的。运算放大器是一种为在负反馈
条件下工作设计的电子器件，设计重点是保证这种配置的稳定性，压摆率和最大带宽等其
它参数是放大器在功耗与架构之间的折衷选择；相反，比较器是为无负反馈的开环结构内
工作设计的，这些器件通常不是通过内部补偿的，因此速度即传播延迟以及压摆率（上升
和下降时间）在比较器上得到了最大化，总体增益通常也比较小。
用运算放大器代替比较器不会使性能得到优化，而且功耗速度比将会很低。如果反过 来，用比较器代替运算放大器，情况则会更坏。通常情况下比较器不能代替运算放大器，
在负反馈条件下，比较器很可能会出现工作不稳定的情况。
总之，我们可以说，比较器和运算放大器是不能互换的，低性能设计除外。 TS302x 轨对轨高速比较器
产品描述
ST 最近新推出一系列轨对轨高速比较器：单比较器TS3021 和双速比较器TS3022。 在既需要低电流消耗又需要快速信号响应的应用中，如便携通信系统或高速采样系统， TS302x 的特性深受市场欢迎。
TS320x 系列产品采用双极晶体管和MOS 晶体管两种技术，其最大特点是功耗低、响 应速度快，典型功耗达到（每个比较器）64µA，典型响应速度33ns，在0℃到+125℃民用
工作温度范围内，工作电压范围1.8V 到5V；在-40℃到+125℃工业工作温度范围内，工作
电压范围2V 到5V；TS302x 还提供最高200mA 的闩锁保护功能和高达2kV 的ESD 保护功
能。单比较器TS3021 采用SOT23 -5 和SC70-5 封装，而双比较器TS3022 则采用SO-8 和
MiniSO-8 封装。
比较器输出
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0
0.00
0.05
0.10
0.15
0.20
VCC= 5V ,
output LOW
V
OUT (
V)
ISOURCE (mA)
+125oC
-40oC
+25oC
a)电路
图 b)传输特性
图1: TS302x – 输出电压对输出电流
因为一个比较器只有两个输出状态（高和低），输出电压接近零压或电源电压，双极 晶体R2R（轨对轨）比较器有一个在输出与每条轨之间产生很低电压降的共发射极输出， 这个电压降等于饱和晶体管的集电极-发射极的输出电压。当输出电流很小时，CMOS 轨对
轨比较器的输出电压取决于饱和MOS 晶体管，其电压范围比双极晶体管比较器更接近轨
电压。
TS302x 系列是轨对轨输出的比较器，推挽式输出提供接近电源电压的输出电压，灌入 电流和+5V 电源电压产生的电压降通常是40mV，CMOS 输出级也能提供足够的输出电 流，当输出电压很低时，短路输出电流62mA，当输出电压很高时，短路输出电流47mA。 比较器输入
TS302x输入可以处理-0.2V到VCC +0.2V共模电压范围(VICM )内的输入信号，实现方法
是把比较器输入级分成两对差分输入晶体管。当输入电压VIN低于约1.1V的VCC 时，双极晶
体管输入级开始工作。如果输入电压VIN高于约1.1V的VCC ，CMOS输入级处理信号。
因为
这个原因，TS302x有略微不同的传播延迟和输入失调电流，大小取决于VICM 。输入共模电
压范围(Vicm)是异相和同相输入引脚上的平均电压，如果共模电压太高或太低，输入将会被
关闭，比较器的正常工作将不能得到保证。对于正常工作，两个输入信号都不得超出共模
电压范围。
输入失调电流
对于低输入共模电压(Vicm)，在25℃的典型温度下，TS302x输入偏流约80 mA。如果 Vicm电压高于Vcc-1V，CMOS输入级获得控制权，输入偏流降到极低的数值，如几个微微
安。输入偏流IIB是两个输入电流的平均值：IIB= (IP+IN)/2。异相和同相输入引脚上的偏流之
间的差叫做输入失调电流IIO= IP- IN。输入失调电流通常比输入偏流小很多。典型情况下，
TS302x的IIO=1mA，IIB= 80mA。
3
-100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100
-300
-250
-200
-150
-100
-50
100
IIN-125oC IIN+125oC
IIN- 25oC IIN+25oC
IIN--40oC IIN+-40oC
Input bias current (
nA)
Iinput diferential voltage (mV)
VCC= 5V
VICM= 0V
图2：：：：TS302x – 输入偏流对差分电压
传播延迟
传播延迟对于很多应用都是一个关键参数，传播延迟是指输入信号跨过临界点的时间 和比较器输出的实际转换时间之间的时间差。为了测量传播延迟TP，也称作响应时间，在
输入引脚上施加一个方波信号。这个输入信号的振幅被称为过驱动电压参数，对输出信号
延迟影响很大，如图4 所示。传播延迟大小与输入共模电压(VICM)有关，以TS302x 为例，
传播延迟主要与在不同输入电压下工作的两对输入差分晶体管有关。每对晶体管都有自己
的传播延迟(TP)。
图3: 传播延迟的定义与测量
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110
30
50
60
70
80
90
TPHL
VICM= VCC
Propagtion delay (
nS)
Overdrive voltage (mV)
TPLH
VICM= VCC
TPLH
VICM= 0V
TPHL
VICM= 0V
VCC= 5V
Temp. = 25oC
图4: TS302x –传播延迟对过驱动电压 100mV
VIN[V]
VOUT[V]
VOV t [us]
t [us]
VREF
½ VCC
TPLH
4
如图3所示，在上升沿(TPLH)上测量传播延迟时，输入信号从比较电压VREF下面的 100mV开始，然后上升到VREF + VOV电压处，其中VOV 叫做过驱动信号。对于下降沿(TPHL)
测量，情况与上升沿相反：输入信号从VREF+100mV 开始，下降到VREF- VOV。例如，在测
量TPLH 时，如果VOV= 20mV，VREF= 2.5V，则输入方波信号的高电平=2.52V，低电平=
2.4V，分别对应VREF + VOV 和VREF – 100mV。
了解过驱动(VOV)参数的准确含义非常重要。某些制造商使用对称输入信号变化，例 如，从-20mV到+20mV的电压变化。相反的方法是施加一个100mV到+20mV的输入电压变
化，不同的测量方法对测量结果有积极的影响，因为测量结果显示传播延迟降低了，低过
驱动输入电压就是这种情况。当使用对称信号时，在相同的过驱动电压(VOV)下，从传播延
迟角度(Tp)看，TS302x比较器的响应速度似乎比竞争品牌更快。
输入失调电压
输入失调电压(VIO)是比较器分辨率的限制因素。对于在输入失调电压范围内的输入信 号，比较器可能会转换到不同的输出值，或根本不转换。我们举例说明。
例如，把一个5mV的峰值到峰值振幅信号施加到一个输入失调电压(VIO)6mV的比较器 上，当VIO偶然是零时，可以在输出引脚上发现一个理想的恢复信号。相反，如果VIO是
4mV，信号虽然也会被恢复，但是输出方波将拥有一个错误的占空比。
如果比较器的VIO高于5mV，比较器的输出将会保持高态或低态。因此，恢复操作将 会失败，信号就会丢失。在整个VICM范围内和-40℃到125℃区间，TS302x的VIO 典型值是
0.5mV，最大值是8mV。
输入失调电压的平均温度系数VIO规定了在温度变化范围内预计的输入失调漂移，单 位是µV/℃，其中VIO IO是 是在-40℃到125℃温度范围内测量到的输入失调电压数值，而V
dVIO/ dT的计算结果。典型的失调电压漂移是3µV/℃，最大值是20µV/℃。图5所示是两个
不同的输入共模电压下的两条输入失调电压对温度特性曲线，一条曲线代表低输入共模电
压(VICM = 0V)时双极晶体管输入级的VIO漂移，另一条曲线代表高输入共模电压(VICM = VCC)
时CMOS输入级性能。
-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 140
0.0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
Vio(mV)
Temperature (°C)
VVICM= 0V
VICM= 5V
VCC = 5V
图5：：：：输入失调电压对温度特性曲线
CMRR 和SVR
共模抑制比(CMRR)描述了输入失调电压VIO 与输入共模电压VICM 之间的关系。共模抑制
比被定义为VIO 与VICM的变化比，大多数情况下用对数比例表示。
CMRR [dB] = 20x Log (DVICM /DVIO)
在不同的输入共模电压(0V 和VCC)下测量两个输入失调电压值，然后用这两个值计算 CMRR。对于TS302x 系列比较器，当电源电压VCC= 2V 时，CMRR 典型值是67dB；当电 源电压VCC= 5V 时，CMRR 是72dB。
电源电压抑制比(SVR)是另一个描述了输入失调电压VIO 与电源电压之间关系的重要参数，
修改电源电压会或多或少影响输入差分晶体管对的偏流，这表明输入失调电压也将要进行
细微的修改，电源电压抑制比SVR 是测量这种影响大小的方法。
SVR [dB] = 20x Log (DVCC /DVIO)
在VCC= 2V 到VCC= 5V 的电源电压变化范围内，TS302x 的SVR 典型值是69dB。 快速比较器原理和印刷电路板设计
比较器是性能非常强大的用途很广的电子器件，不过，应用设计工程师必须检查正常 工作所需的特殊标准，所有的基本原则对于高速器件都是通用的，但是，比较器可能是这
些器件中最灵敏的产品。
任何高速比较器实现最好的性能必须具有正确的产品设计和合理的印刷电路布局， 输入或地线上的大电容可能会限制高速电路发挥最大的性能，为了最大限度缩短完整电路
的传播延迟，就必须最大限度减少从信号源到比较器输入引脚的线路电阻。信号源电阻以
及输入电容和寄生电容构成一个阻容滤波器，这个滤波器会延长输入引脚上的电压转换时
间，并降低高频信号的振幅。
在输出转换过程中，当比较器开关转换时，电源电流可能会达到很高，峰值电流可能 会在电源线路上产生电压降和噪声。因此，采用旁通电容器来确保电源阻抗很低是非常重
要的。旁通电容器可以给比较器提供局部能量，从而弥补在开关过程中不断增加的功耗需
求。最佳的选择是采用几个电容值不同的电容器，通常情况下，一个100nF的陶瓷电容并联
一个1uF电容对于TS302x系列产品是一个最佳的选择。1uF电容对线路纹波起到缓冲作用，
而100nF电容在比较器开关操作时提供电能。电容器特别是100nF电容应尽可能安装在比较
器电源引脚的附近。
在高速电路中，快速瞬变会在线路上产生电压变化，在DC模式下也可能出现相同的 情况。为了降低这种影响，我们通常使用一个接地面来减少电路内可能出现的电压变化。
通过给电流提供一个更适合的通道，接地面有利于最大限度地降低电路板内的寄生电容效
应。在接地面上覆一条高频信号迹线，回流正好从信号线下返回。接地面断路会提高接地
面电感，使更高频信号的处理效率变低。
简单的比较器配置
图6所示是采用一个比较器的基本电路。输入信号施加在同相引脚上。电阻R1和R2组
成的分压器设定使比较器改变状态的阈压和转换点：VTH= Vcc * R1 / (R1+R2)。 6
1uF
100nF
100nF
R1
R2
OUT
CC V
IN V R1||R2
图6: 电压比较器
因为没有反馈电路，从输出漂移到输入（通常是同相输入）的电容或耦合到地线（同 相输入通常连接地线）的输出电流，可能会导致比较器电路变得不稳定。如果保持高阻抗
节点，注意上文描述的电路板布局和接地设计，将有助于把这两种耦合作用降到最低限
度。
如何增加滞后电路路？？？？
采用正反馈是增加滞后作用的一个常用而有效的解决办法，正反馈具有分离上升和下 降转换点的作用，因此，一旦转换操作开始后，输入必须经过一个很长的反向操作，才开
始向相反方向转换。
当处理含有少量重叠噪声的慢速变化信号时，比较器通常会产生多个输出变化或跳 变，因为输入信号会跨过或重新跨过阈压区。很多应用特别是工业环境中有大量的噪声信
号，当信号穿过阈压区时，开路增益会把噪声放大，引起输出暂时跳变，这是大多数应用
无法接受的，为了防止这种振荡，如有可能，应对输入信号进行过滤。不过，如果引入了
下面的滞后方法，通常可以解决这个问题。
100nF
R2
R1
VIN
VOUT
VCC
VSS
100nF
图7：：：：含有外部滞后的反相比较器
图7所示是在双电源下使用滞后方法。输出-输入电压图（图8）描述了转换点附近的情
况。电阻R2通常比电阻R1大很多，如果R2无限大，将不会有滞后现象，比较器将在零压下
转换。滞后大小是由输出电平与R1/(R1+R2)电阻比来决定，转换点电压略微偏离零电压:
VT1= VSS * R1 / (R1+R2)；VT2= VCC * R1 / (R1+R2).
7
图8: 滞后图
在单电源比较器配置中，参考电压需要提高失调电压，这样电路就可以完全工作在第 一象限内。图9描述了如何处理这种配置。电阻分压器(R2以及R1)产生一个与输入电压比较
的正参考电压，这个电路也叫施密特触发器。
100nF
R2
R1
VIN
VOUT
VCC
R3
图9：：：：单电源的外部滞后电路
下面是计算不同的直流阈压的公式：
VT1= VCC * R1|| R3 / (R2+ R1|| R3)，VT2= VCC * R1 / (R1+ R2|| R3) 图10: 滞后图
不过，含有外部滞后电路的比较器遇到一个问题：输出电压大小取决于电源电压和负载。
这意味着每种应用的滞后电压都不相同。虽然会影响到分辨率，但这个问题并不是一个大
问题，因为滞后电压通常在电源电压中只占很小的比例，而且能够承受安全极限。 张驰振荡器电路
张驰振荡器属于再生电路类。再生电路类的子类是多重振荡器，如果再向下划分，还可以
分成单稳、双稳和非稳定振荡器。张驰振荡器是一种非稳定多重振荡器。
VOUT
VT
VT1
VCC
0V
VIN
VOUT
VT
VT1
VCC
VSS
0V
TS302x
100nF
OUT
VCC
1nF
C1
10k
R4
10k
R1
R2
10k
R3
图11：：：：采用TS3021的张驰振荡器
图11是一个采用TS3021比较器设计的张驰振荡器的电路示意图，这个电路采用了正负两种
反馈电路。正反馈可以产生前文描述的电压滞后。反相输入上的阈压VLOW和VHIGH的大小
取决于电阻R2、R3和R4以及电源电压决定的输出电压。考虑到输出上的零压降，我们可以
把这个原理用公式表达：
VLOW= VCC * R2|| R4 / (R3+ R2|| R4)； VHIGH= VCC * R2 / (R2+ R3|| R4) 因为R2 = R3 = R4 ，所以VLOW= VCC / 3 VHIGH= 2VCC / 3
同相输入上的电压是放电和充电电容C1在反馈电路中通过电阻R1从比较器输出产生的：
VC1(t) = VCC x (1- e-t/T)，其中式t是时间常量，等于R1* C1。同相输入上的电压VC1在VLOW和
VHIGH之间呈幂数形式升降。
我们可以把这个原理用公式表达： VHIGH – VLOW = VC1 ，这表明VCC / 3 = VCC * (1- e-t/T)；
当我们求解这个方程式时，如果变量t 是明确的，我们得到：t = t x ln(3/2)，这个时长是整
个周期的二分之一。输出频率(f=1/2t)的最终结果：f = 。在图10所描述的结构 1/(0.811 )
中，取得的输出频率大约是123 kHz，占空比50%。
输出频率与电源电压无关，TS302x电路接受1.8V到5V宽电压范围，因为是轨对轨输
出级，
所以输出信号的振幅和电源电压一样宽广。
只要通过R1和C1就能调节输出频率。当需要不同的占空比时，调整R2/ R3的比例，就可以
修改占空比。