毕业设计（论文）
题 目
学院（系）： 自动化学院
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指导教师： 胡红明
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本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。
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武汉理工大学本科生毕业设计(论文)任务书
学生姓名 覃峰 专业班级 电气0702 指导教师 袁佑新教授 胡红明讲师 工作单位 自动化学院 设计(论文)题目: PWM整流器的设计
设计（论文）主要内容：
熟悉整流的原理，对整流技术进行综述、比较，并设计出整流器硬件电路和软件程序。
要求完成的主要任务:
（1）外文资料翻译不少于20000印刷符；
（2）查阅相关文献资料（中文15篇，英文3篇）；
（3）掌握整流的原理；
（4）撰写开题报告；
（5）熟悉整流技术国内外的研究现状、目的意义；
（6）对整流技术进行综述、比较；
（7）计出整流器硬件电路和软件程序。；
（8）绘制的电气图纸符合国标；
（9）撰写的毕业设计（论文）不少于10000汉字。
必读参考书：
[1] 王兆安，黄俊.电力电子技术.第4版.北京：机械工业大学出版社，2007
[2] 杨荫福，段善旭，朝泽云.电力电子装置及系统.北京：清华大学出版社，2006
[3] 张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制.北京：机械工业大学出版社，2003 指导教师签名 系主任签名
院长签名(章)
武汉理工大学本科学生毕业设计（论文）开题报告
武汉理工大学毕业设计（论文）
目录
摘要 ............................................................................................................................................... I Abstract ..................................................................................................................................... II
绪论 .............................................................................................................................................. 1
1 三相电压源型PWM整流器工作原理及数学模型 .......................................................... 2
1.1 PWM整流器工作原理 ............................................... 2
1.1.1 PWM整流电路基本特性 ....................................... 2
1.1.2 PWM整流电路工作原理 ....................................... 2
1.2 PWM整流电路基本特性 ............................................. 5
2 三相VSR控制策略及控制系统设计 ................................................................................ 7
2.1 VSR的电流控制方法 ............................................... 7
2.1.1 间接电流控制和直接电流控制的比较 ......................... 7
2.1.2 三相VSR在dq坐标系下的直接电流控制 ...................... 8
2.2 三相VSR控制系统的设计 .......................................... 9
2.2.1 电流内环控制系统设计 ................... 错误！未定义书签。
2.2.2 电压外环控制系统设计 ..................................... 11
2.3 三相VSR的仿真 .................................................. 12
3 硬件设计 ............................................................................................................................... 17
3.1 主电路的设计 .................................................... 17
3.1.1 主功率开关器件的选择 ..................................... 17
3.1.2 交流侧电感的设计 .......................................... 18
3.1.3 直流侧电容的设计 .......................................... 19
3.2 基于DSP的控制电路硬件设计 ..................................... 20
3.2.1 TMS320F2407芯片的介绍 .................................... 20
3.2.2 IGBT驱动电路............................. 错误！未定义书签。
3.2.3 信号检测电路 ............................ 错误！未定义书签。
4 软件设计 ............................................................................................................................... 25
4.1 主程序设计 ...................................................... 25
4.2 中断服务程序设计 ................................................ 25
4.3 直流侧电压检测模块 .............................................. 25
4.4 交流侧电压检测模块 .............................................. 28
4.5 电流指令计算模块 ................................................ 28
4.6 网测电流检测模块 ................................................ 29 结束语 ....................................................................................................错误！未定义书签。
致谢 ............................................................................................................................................ 26
参考文献 ................................................................................................................................... 34 附录 系统结构图
35 ....................................................................................................................
摘要
随着绿色能源技术的快速发展，PWM整流器技术己成为电力电子技术研究的热 点和亮点。PWM整流器可成为用电设备或电网与其它电气设备的理想接口，因为它 可以实现网侧电流正弦化和功率因数可调整。
本文介绍一种基于TMS320F2407DSP芯片控制的三相电压型PWM整流器的控制系统，，完成了从系统结构、硬件、软件到控制策略等方面的设计。
本文首先分析了PWM整流器的基本原理，然后根据三相电压源型PWM整流器各相电压电流之间的关系和桥路的工作状态建立了它的数学模型，给出系统在三相ABC坐标系和两相dq坐标系中的数学模型，利用电流反馈解耦控制，以及系统的基本控制框图。并设计了电压环和电流环数字化PI调节器，结合理论分析和实际对其参数进行了优化整定。然后在Matlab的集成仿真环境Simulink下搭建了仿真模型，通过仿真，验证了理论的可行性。
根据以上控制思想，设计了以数字信号处理器(DSP)TMS320F240为核心的数字化的三相电压型PWM整流器的硬件和软件。
论文最后对全文所作的工作进行了总结，并指出了未来的研究方向。
关键词：三相电压型PWM整流器 数学模型 DSP Matlab
Abstract
With the fast developing technology of green energy，an ever-enhanced attention has been focused to the PWM rectifier in the field of power electronics．PWM rectifier might become an ideal electric appliance or a linkage between grid-line and other electric facilities，characterized of nearly sinusoidal current and adjustable power factor．
This dissertation is devoted to the theory and application of Three-Phased Voltage-Sourced PWM Rectifier，which is controlled by the DSP chip TMS320F2407,and the design of the system structure, the hardware and the software is discussed．
This paper analyses the basic principe of the PWM rectifier．Based on the relations between the vo1tages and currents in accordance with the states of the rectifier topology，the switching function model was first established．It presents mathematical model for the system both in ABC coordinate and d/q coordinate．And then it also analyses the decoupling control of voltage feed-forward and current feedback of system in d/q coordinate．Based of the theory mentioned above， control block diagram of system is deducted．Also designs the current loop and voltage loop digital PI regulators，adjusts the parameters based on theoretical analysis and practical test．The theory is feasible through simulation with software Matlab．
Based a control scheme above，it introduces the design of hardware and software for fully digital Three-Phased Voltage-Sourced PWM Rectifier based on the DSP chip TMS320F2407．
Eventually,the conclusion of the research work in this dissertation is made and the future research directions ale also given out．
Keywords: Three-Phased Voltage-Sourced PWM Rectifier mathematical model DSP Matlab
绪论
随着电力电子技术的发展，电力电子变流技术也得以迅速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础的各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器，这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛的应用。但是，目前这些变流装置很大一部分需要整流环节，以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污染”。治理这种电网“污染”最根本措施就是要求交流装置实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。因此，作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并展开了大量的研究工作。其主要思路是将PWM技术引入整流器的控制中，使整流器网侧电流正弦化，且可运行于单位功率因数。
经过多年的研究和发展，PWM整流器的主电路己从早期的半控型器件桥路发展 到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；控制策略从 间接电流控制发展到了直接电流控制；而主电路类型上，既有电压型整流器，也有电流型整流器。
自20世纪90年代以来，PWM整流器的研究主要集中在以下几个方面：PWM整流器的建模与分析；电压型PWM整流器的电流控制；主电路拓扑结构研究；系统控制策略研究；电流型PWM整流器研究。由于PWM整流器网侧呈现出受控电流源特性，因而这一特性使得PWM整流器及其控制技术获得进一步的发展和拓宽，并取得了更为广泛和更为重要的应用，如静止无功补偿、有源电力滤波、统一潮流控制、超导储能、高压直流输电、电气传动、新型UPS以及太阳能、风能等再生能源的并网发电等。
本课题的研究对象是三相电压型PWM整流器及其控制策略。第一章分析了PWM整流器的基本原理，并且讨论了三相电压型PWM整流器的数学模型，包括在ABC坐标系下的数学模型和在dq同步旋转坐标系下的数学模型。第二章讨论了三相电压型PWM整流器的控制策略，在其双闭环控制系统的基础上建立电路，并作了仿真。第三章着重于系统的硬件设计，包括主电路的设计和基于DSP芯片TMS320LF2407的控制系统硬件设计。第四章通过程序流程图的方式，对系统的软件设计做了详细分析。
1 三相电压源型PWM整流器工作原理及数学模型
1.1 PWM整流器原理
1.1.1 PWM整流电路基本特性
PWM整流器与以往的整流器相比，具有以下的优良性能：(1)网侧电流为正弦波；(2)网侧功率因数可控制(如单位功率因数控制)；(3)电能双向传输：(4)较快的动态控制响应。由于PWM整流器电能可双向传输，当PWM整流器从电网吸收电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变状态。所谓单位功率因数是指：当PWM运行于整流状态时，网侧电压、电流同相位(正阻特性)；当PWM运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相位(负阻特性)。进一步研究表明，由于PWM整流器其网侧电流及功率因数均可控制，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等其它一些非整流器应用场合。由此可见，PWM整流器实际上是一个其交、直流侧可控，可以在四象限运行的变流装置。图1-1为PWM整流器模型电路，该电路由交流回路、功率开关桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等，直流回路包括负载电阻RL及负载
电动势e等；功率开关管整流电路可由电压型或电流型整流电路组成。
图1-1 PWM整流器模型电路图
当不计功率管损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得：
iv=iDCvDC(1-1)
式中：
i、v——模型电路交流侧电流、电压；
iDC、vDC——模型电路直流侧电流、电压。
由上式不难理解：通过对模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之亦然。以下从模型电路交流侧入手，来分析PWM整流器的运行状态和控制原理。
1.1.2 PWM整流电路工作原理
将普通整流电路中的二极管或晶闸管换成IGBT或MOSFET等自关断器件，并将SPWM技术应用于整流电路，这就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路的适当控制，不仅可以使输入电流非常接近正弦波，而且还可以使输入电流和电压同相位，功率PWM整流电路由于需要较大的直流储能电感以及交流侧LC滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其结构和控制复杂化，从而制约了它的应用和研究。相比之下，电压型PWM整流电路以其结构简单，较低的损耗等优点，电压型PWM整流电路的成功应用更现实鸭故选择电压型PWM整流电路进行研究。下面分别介绍单相和三相PWM整流电路的拓扑结构和工作原理。
图1-2 单相PWM整流电路
图1-2为单相全桥PWM整流电路，交流侧电感Ls包含外接电抗器的电感和交流
电源内部电感，是电路正常工作所必需的。电阻Rs包含外接电抗器的电阻和交流
电源内部电阻。同SPWM逆变电路控制输出电压相类似，可在PWM整流电路的交流输入端AB产生一个正弦调制PWM波uAB，uAB中除含有和开关频率有关的高次谐波外，
不含低次谐波成分。由于电感Ls的滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流is产生很小的脉动。如果忽略这种脉动，当正弦信号波的频率和电源频率相同时，is为频率与电源频率相同的正弦波。
图1-3 单相PWM整流电路等效电路
PWM整流电路的单相等效电路如图1-3所示，其中us为交流电源电压。当us一
定时，is的幅值和相位由uAB中基波分量的幅值及其与us的相位差决定。改变uAB中基波分量的幅值和相位，就可以使is与us同相位。图1-4给出了单相PWM整流电路的
相量图，其中以Us表示电网电压，U
⋅⋅⋅AB表示PWM整流电路输出的交流电压，UL为连⋅⋅接电抗器Ls的电压，UR为电网内阻Rs的电压；在图1-4a)中，U
⋅AB滞后Us的相角⋅为φ，Is与Us的相位完全相同，电路工作在整路流状态，且功率因数为1。在图1-4b)
中，U⋅⋅
AB超前Us的相角为φ，Is与Us的相位相反，电路工作在逆变状态。这说明⋅⋅⋅
PWM整流电路可以实现能量正反两个方向的流动，既可以运行在整流状态，从交流侧向直流侧输送能量；也可以运行在逆变状态，从直流侧向交流侧输送能量。而且这两种方式都可在单位功率因数下运行。
图1-4 PWM整流电路两种运行方式向量图
a）整流运行 b）逆变运行
图1-5 三相PWM整流电路
三相PWM整流电路主要结构如图1-5所示，其工作原理和单相PWM整流电路类
似。通过对电路进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端ABC产生一个正弦调制PWM波uA，uB，uC。，对各相电压按图1-4a)的向量图进行控制，就可使各相电流isA，isB，isC为正弦波且和电压相位相同，功率因数为1。
1.2 三相电压型PWM整流器数学模型
系统模型是分析和设计三相电压型整流器的基础，从不同角度出发可以建立不同形式的系统模型，而且不同模型往往适合的控制方法也不尽相同。
1）在abc坐标系下的数学模型：所谓三相电压型整流器（VSR）在abc坐标系下的一般模型是根据三相VSR拓扑结构，在三相abc静止坐标系中，利用电路基本定律对其建立的一般数学描述。
针对三相VSR一般数学模型的建立，通常作以下假设：
（1）电网电动势韦三相平稳的纯正弦波电动势；
（2）网侧滤波电感L是线性的，而且不考虑饱和；
（3）开关器件为理想开关，没有过渡过程，其通断状态由开关函数描述；
（4）开关频率远大于电网频率。
定义单极性二值逻辑开关函数为：
⎧1sk=⎨⎩0上桥臂导通，下桥臂关上桥臂关断，下桥臂导断（k=a,b,c）通(1-2)
利用开关函数模型得到三相VSR在abc坐标系下的一般数学模型为
⎧dia⎪Ldt+Ria
⎪
⎪Ldib+Rib⎪dt⎨
⎪Ldic+Ric⎪dt
⎪dvdcC⎪dt⎩=ea-(vdcsa-=eb-(vdcsb-=ec-(vdcsc-vdc3vdc3vdc3∑sk=a,b,ck))(1.2) )∑sk=a,b,ck∑sk=a,b,ck=iasa+ibsb+icsc-iL
2）在dq坐标系下的数学模型：虽然VSR在abc坐标系下一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点，但是在这种模型中，VSR交流侧均具有一定频率、幅值和相角的正弦时变交流量。一般的VSR采用电压电流双闭环控制，当电流内环采用PI调节器时，三相静止坐标系中的PI调节器无法实现电流无静差控制。通过坐标变换将三相abc静止坐标系转换成以电网基波频率同步旋转的dq坐标系。通过这样的变换，静止坐标系中的基波正弦量将转化成同步旋转坐标系中的直流量，对直流给定PI调节器则可以实现无静差控制，从而提高稳态电流控制精度。而且旋转坐标系中存在有功电流和无功电流的解耦，有利于实现VSR的控制。三相VSR在
两相dq同步旋转坐标系下的数学模型为
⎧did⎪Ldt-ωLiq+Rid=ed-vdcsd
⎪di⎪q+ωLid+Riq=eq-vdcsd⎨L
⎪dt
⎪Cdvdc=3(is+is)-iddqqL⎪dt2⎩(1-4)
2 三相VSR控制策略及控制系统设计
2.1 VSR的电流控制方法
VSR的工作原理分析表明，当其正常工作时，能在稳定直流侧电压的同时，实现网侧正弦波形电流控制。另一方面，当VSR应用于注入有源电力滤波器等领域时，其王测电流的控制性能决定了系统性能指标的优劣。因此，VSR的电流控制策略是十分重要的。
2.1.1 间接电流控制和直接电流控制的比较
为了使PWM整流电路在工作时功率因数近似为1，即要求输入电流为正弦波且和电源电压同相位，可以有多种控制方法，根据有没有引入电流反馈可以将这些控制方法分为两种，没有引入交流电流反馈的称为间接电流控制，引入交流电流反馈的称为直接电流控制。
间接电流控制也称为相位和幅值控制，其实质是，通过PWM控制，在VSR桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压。该PWM电压与电网电动势共同作用于VSR交流侧，并在VSR交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由VSR交流侧电感滤除。由于这种VSR电流控制方案通过直接控制VSR交流侧电压进而达到控制VSR交流侧电流的目的，因而是一种间接电流控制方式。这种间接电流控制由于无需设置交流电流传感器以构成电流闭环控制，因而是一种VSR简单控制方案。间接电流控制的优点在于控制简单，一般无需电流反馈控制。另外，间接电流控制还可分为稳态间接电流控制和动态间接电流控制。间接电流控制的主要问题在于，VSR电流动态响应不够快，甚至交流侧电流中含有直流分量，且对系统参数波动较敏感，因而常适合于对VSR动态响应要求不高且控制结构要求简单的应用场合。
相对于间接电流控制，直接电流控制以快速电流反馈控制为特征。在这种控制方法中，通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。这种直接电流控制与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网侧电流闭环控制，而后者则无网侧电流闭环控制。由于采用网侧电流闭环控制，使VSR网侧电流动、静态性能得到了提高，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增强了电流控制系统的鲁棒性。直接电流控制可以获得较高品质的电流响应，但控制结构和算法较间接电流控制复杂。
直接电流控制中有不同的电流跟踪控制方法，常用的有：固定开关频率PWM电流控制、滞环PWM电流控制、空间矢量PWM电流控制等，这些电流控制方案各有其
优缺点。
本文主要研究基于(d，q)坐标系的固定开关频率PWM电流控制策略： 1）固定开关频率PWM电流控制算法简单，物理意义清晰。且实现较方便。 2）由于开关频率固定，因而网侧变压器及滤波电感设计较容易，并且有利于 限制功率开关损耗。
3）两相同步旋转坐标系(d，q)中的指令电流为直流时不变信号。
4）在两相同步旋转坐标系(d，q)中，电流控制方案易于有功和无功电流的 解耦控制。
2.1.2 三相VSR在dq坐标系下的直接电流控制
对于dq同步旋转坐标系，不考虑前馈解耦时的三相VSR固定开关频率PWM电流控制原理如图2-1所示。
图2-1 dq坐标系下三相VSR直接电流控制原理图
显然，电流指令id*来自电压外环PI调节器输出，而且表示三相电流的有共分两；而电流指令iq*则表示三相电流的无功分量，且可以独立给定，若是要求单位功率因数运行，则可以将其给定设为0。在dq同步坐标系中，指令电流是直流信号；其电流内环PI调节器可以实现无静差控制，稳态性能好；在两相dq同步旋转坐标系中，易于有功电流和无功电流的独立控制，也即解耦控制。
2.2 三相VSR控制系统的设计
在三相VSR控制系统设计中，一般采用双环控制，即电压外环和电流内环。电压外环作用主要是控制三相VSR直流侧电压，而电流内环作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制。
2.2.1 电流内环控制系统设计
1）电流内环的简化
由前面叙述可以知道，三相VSR的dq模型可以描述为
⎧did
⎪Ldt-ωLiq+Rid=ed-vd⎪di⎪q
+ωLid+Riq=eq-vq⎨L
⎪dt
⎪Cdvdc=3(is+is)-i
ddqqL
⎪dt2⎩
(2-1)
式中，ed、eq——电网电动势矢量Edq的d、q分量； vd、vq——三相VSR交流侧电压矢量Vdq的d、q分量； id、iq——三相VSR交流侧电流矢量的Idq的d、q分量。
从三相VSR的dq模型方程式（2-1）可以看出。由于VSR的d、q轴变量相互耦合，因此给控制器的设计造成一定困难。为此，可以采用前馈解耦控制策略。当电流调节器采用PI调节器时，则vd、vq的控制方程如下：
vq=-(KiP+
KiIsKiIs
)(iq-iq)-ωLid+eq
*
⋅
⋅
⋅
(2-2)
vd=-(KiP+)(id-id)+ωLiq+ed
*
(2-3)
式中，KiP、KiI——电流内环比例调节增益和积分调节增益；
iq*、id*——iq和id的电流指令值。
由此可以画出电流内环的解耦控制结构，如图2-2。
图2-2 三相VSR电流内环解耦控制结构
2）电流调节器设计
由于两电流内环的对称性，因而下面以iq控制为例讨论电流调节器的设计。考虑电流内环采样信号的延迟和PWM控制的小惯性特性，已经解耦的电流内环结构如图2-3所示。
图2-3 iq电流环结构
图2-3中，Ts为电流内环电流采样周期，KPWM为桥路PWM等效增益。为简化分析，且将PI调节器传递函数写成零极点形式，即
KiP+
KiIs=KiP
τis+1τis
，KiI=
KiP
τi
(2-4)
将小时间常数Ts/2、Ts合并，得到简化的电流环结构。如图2-4所示。
图2-4 无扰动且忽略R时的近似电流内环结构
由此可以按照典型Ⅱ型系统设计电流内环调节器，从图2-4得到电流内环开环传递函数为
Woi(s)=
KiPKPWM
τis+1
s(1.5Tss+1)
2
τiL
(2-5)
为了尽量提高电流响应的快速性，对典型Ⅱ型系统而言，可设计适当的中频宽
hi
，工程上常取hi=τi/1.5Ts=5。按照典型Ⅱ型系统参数设计关系有
KiPKPWM
=hi+12τ
2i
τiL
(2-6)
解得
(hi+1)L6L⎧
K==iP⎪2τiKPWM15TsKPWM⎪⎨
K6L
⎪KiI=iP=
2
⎪τi112.5TsKPWM⎩
(2-7)
2.2.2 电压外环控制系统设计
三相VSR的电压环简化结构如图2-5所示。
图2-5 三相VSR电压环简化结构结构
由于电压外环的主要控制作用是稳定三相VSR直流电压，故其控制系统整定时，应着重考虑电压环的抗扰性能。Ⅱ型系统设计对恒值给定可以实现无静差跟踪，显然，同样可按典型Ⅱ型系统设计电压调节器，由图2-5得电压环开环传递函数为
Wov(s)=
0.75Kv(Tvs+1)CTvs(Tevs+1)
2
(2-8)
由此，得电压环中频宽hv为
hv=
TvTev
(2-9)
由典型Ⅱ型系统控制器参数整定关系，得
0.75KvCTv
=hv+12hT
2v
2ev
(2-10)
综合考虑电压环控制系统的抗扰性和跟随性，取hv=Tv/Tev=5，计算出电压环PI调节器参数为
⎧Tv=5Tev=5(τv+3Ts)⎪
4C⎨K=4C=
⎪v5T5(τv+3Ts)ev⎩
(2-11)
2.3 三相VSR的仿真
基于前述分析在SIMUlINK7.0软件中，对三相VSR的PWM整流器建立仿真电路，如图2-6所示。
图2-6 三相VSR主电路模块结构
其中，控制模块里封装着dq与abc之间坐标变换电路、电压电流双闭环电路、PWM生成电路等。
图2-7 控制电路模块结构
图2-8 abc—dq变换电路模块
图2-9 电流内环结构
图2-10 电压外环结构
按照前述计算给予电路相应的参数，给定直流侧电压为750V，仿真时间为0.1s。得到仿真波形图如下。
图2-11 网侧电压波形
图2-12 网测电流波形
图2-13 直流侧电压波形
根据仿真结果可以看出，输入电流和输入电压相位差不大，能达到较高的功率因数。从电流波形看。其动态调节过程比较快，能够迅速跟踪网侧电压。直流侧输出平均电压为750V，与给定保持一致。
3 硬件设计
三相电压型PWM整流器的结构框图如图3-1所示。控制系统检测三相交流侧电源信号和直流侧电压信号，这些信号经过信号调理电路转换成DSP的A/D接口接受范围内的模拟信号，DSP完成输入电压信号的A/D转换、坐标变换、PI调节、SPWM调制等控制任务，DSP输出的SPWM信号经过IPM驱动电路后送至IPM。
图3-1 三相电压型PWM整流电路整体硬件图
3.1 主电路的设计
3.1.1 主功率开关器件的选择
在大功率电力电子器件的应用中，IGBT已取代GTR或者MOSFET成为应用的主流。IGBT的优点在于输入阻抗高、开关损耗小、饱和压降低、开关速度快、热稳定性能好、驱动电路简单等。目前，由IGBT单元构成的功率模块在智能化方面得到迅速发展，智能功率模块IPM（Intelligent Power Module）不仅包括基本组合单元和驱动电路，还具有保护盒报警功能，以其完善的功能和较高的可靠性为我们创造了很好的应用条件，简化了电路设计。
本文设计的三相电压型PWM整流器功率为15KW，三相交流输入电压相电压有效值为220V，主功率开关器件采用IPM来实现。假设效率为90%，则每相输入额定电流有效值为
IN=15000220⨯3⨯90%=25.25A(3-1)
则网侧电流峰值为
INM=25.25⨯2=35.71A(3-2)
考虑2倍安全系数，取IPM的电流额定为100A。
最大反向电压URM为
URM=2Um(3-3)
在式（3-3）中，Um是电源线电压的振幅值，当电源相电压为220V时 URM=2⨯2⨯3⨯220=1077.58V(3-4)
选URM=1200V。
综合以上分析，选取额定电压为1200V，额定电流为100A的IGBT模块。
3.1.2 交流侧电感的设计
下面从稳态条件下满足功率指标要求和电流波形品质指标两方面讨论交流侧电感的设计。
1）满足功率指标要求的电感设计
当三相电压型PWM整流器在最大功率输出运行时，交流侧电压矢量与电网电动势矢量相位差π/6，此时，交流侧电感上的电压值为
VL=2E⨯sinπ12(3-5)
则流经电感的电流值为
VL2E⨯sin=π(3-6) IL=ωLωL
则每相电网电动势发出或者吸收的有功功率为
P=E⨯IL⨯cosπ12(3-7)
将式（3-6）带入（3-7）得
P=E2
2ωL
3E2(3-8)
则三相电网电动势发出或者吸收的有功功率为2ωL，本文设计的三相电压型PWM
整流器功率为15KW，为了满足功率指标要求，有
3E
22ωL≥15000(3-9)
由式（3-9）得
L≤3E2
30000⨯ω(3-10)
将E=220V、ω=100π代入式（3-10）计算得
L≤15.41mH(3-11)
2）满足瞬态电流跟踪指标时的电感设计
除了考虑功率指标外，电感设计还需要考虑满足瞬态电流跟踪指标的要求，既要抑制纹波电流，也要快速跟踪电流。为了抑制谐波电流较大的脉动，此时电感应足够大，以满足抑制谐波电流要求；另一方面，当电流过零时，其变化率最大，此时电感足够小，以满足快速跟踪电流的要求。由于此原理较为复杂，再次不再赘述。查阅相关资料得到满足瞬态电流跟踪指标时的电感取值范围为
2vdc
3Imω≥L≥vdcTs6∆imax(3-12)
式（3-12）中，Ts为PWM开关周期，∆imax为最大允许谐波电流脉动量。欲使上式成
立，需要满足
∆imax
im>ωTs4(3-13)
综上所述，根据大致计算，不妨设L=10mH。
3.1.3 直流侧电容的设计
电压型PWM整流器直流侧电容主要有以下作用：
1）缓冲VSR交流侧与直流侧的无功能量交换；
2）抑制直流侧电压纹波；
3）当负载发生变化时，支撑直流侧电压，限定直流电压的波动。
一般而言，从满足电压环控制的跟随性指标看，VSR直流侧电容应尽量小，以确保VSR直流侧电压的快速跟踪控制；而从满足电压环控制的抗扰性指标分析，VSR直流侧电容应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态降落。但是，当满足直流电压跟随性能指标时通常不满足直流电压抗扰性能指标，反之亦然。这就要求在三相VSR电容参数设计过程中，需要根据实际需要，综合考虑直流电压跟随性和抗扰性性能指标，并遵循以下一些准则：
1）直流侧电容的选取应使直流电压保持稳定，峰．峰波动值不超过允许值；
2）所选择的电容器的参数不会影响整个系统的稳定性；
3）负载变化的暂态过程中应能尽量减小电压调节的超调量和过渡时间；
4）中间回路的损耗应保持最小。
对于参数计算，此处不作多的叙述，取电容C 6mF即可。
3.2 基于DSP的控制电路硬件设计
系统控制主电路采用TMS320LF2407A为核心处理器，再加外围器件组成。DSP用来完成输入电压，输入电流和输出电压的采集，三相abc坐标系到dq旋转坐标系的转换，SPWM算法的实现，生成PWM控制波等作用。外围器件包括两个外部可读写存储器IS6lL、，6416，负责存储输入/输出电流及电压的历史数据存储：DSP供电电压的转换，负责将外围集成供电的5v电压转换为DSP的3.3V供电电压；DSP仿真器接口JTAG；与计算机串口进行通信的MAX232。
3.2.1 TMS320F2407芯片的介绍
选择定点DSP芯片TMS320F2407作为控制电路的处理器，主要是由其专门应用 于控制的硬件结构和外设资源决定的。
TMS320系列DSP芯片的基本结构包括：
1)哈佛结构：哈佛结构是不同于传统的冯·诺曼结构的并行体系结构，其主 要特点是将程序和数据存储在不同的存储空间中，即程序存储器和数据存储器是 两个相互独立的存储器，每个存储器独立编址，独立访问。与两个存储器相对应 的是系统中设置了程序总线和数据总线两条总线，从而使数据的吞吐率提高了一 倍。而冯·诺曼结构则是将指令、数据、地址存储在同一存储器中，统一编址， 依靠指令计数器提供的地址来区分是指令、数据还是地址。取指令和取数据都访 问同一存储器，数据吞吐率低。
2)流水线操作：与哈佛结构相关，DSP芯片广泛采用流水线以减少指令执行时间，从而增强了处理器的处理能力。TMS320系列处理器的流水线深度。在三级流水线操作中，取指、译码和执行操作可以独立地处理，这可使指令执行能完全重叠。在每个指令周期内，三个不同的指令处于激活状态，每个指令处于不同的阶段。例如，在第N个指令取指时，前一个指令即第N—1个指令正在译码，而第N一2个指令则正在执行。一般来说，流水线对用户是透明的。
3)专用的硬件乘法器：在一般形式的FIR滤波器中，乘法是DSP的重要组成部 分。对每个滤波器抽头，必须做一次乘法和一次加法。乘法速度越快，DSP处理器 的性能就越高。在通用的微处理器中，乘法指令是由一系列加法来实现的。故需 许多个指令周期来完成。相比而言，DSP芯片的特征就是有一个专用的硬件乘法器。 在TMS320系列中，由于具有专用的硬件乘法器，乘法可在一个指令周期内完成。
4)特殊的DSP指令：DSP芯片的另一个特征是采用特殊的指令。例如：DMOV就是一个特殊的DSP指令，它完成数据移位功能。在数字信号处理中，延迟操作非常重要，这个延迟就是由DMOV来实现的。
5)快速的指令周期：哈佛结构、流水线操作、专用的硬件乘法器、特殊的DSP 指令再加上集成电路的优化设计，可使DSP芯片的指令周期在200ns以下。TMS320 系列处理器的指令周期己经从第一代的200ns降低至现在的20ns以下。快速的指令 周期使得DSP芯片能够实时实现许多DSP应用。DSP以上这些优点可以满足实时、快速地完成有三相整流器的控制和采样计算的要求，论文采用的TI公司生产的TMS320F2407芯片指令周期为50ns，此外，DSP芯片作为控制器还有强大的外设功 能，TMS320F2407的外设库包括：事件管理器模块、双10位模一数转换模块、串行 通信接口模块、串行外设模块、看门狗和实时中断模块、内部FLASH存储器模块、 外部存储器接口、数字I/0端口、PLL时钟模块。在外设库中事件管理模块和双十 位模—数转换模块在生成驱动三相整流器的PWM波形中至关重要。
事件管理模块为用户提供了一整套用于运动控制和电机控制的功能和特性， 这同样非常适用于电压型整流器的PWM控制实现．
事件管理模块主要由以下几个部分构成：
1)三个通用定时器：事件管理器模块的三个通用定时器在应用时可以独立使 用，作为控制系统中的捕获周期的发生，为正交编码器脉冲电路和捕获单元提供 时基，为全比较单元和单比较单元以及相关的PWM电路产生比较/PWM输出。
2)三个全比较单元和三个单比较单元：每个全比较单元有两个相关的比较/PWM输出，每个单比较单元有一个相关的比较/PWM输出。全比较单元的时基由通 用定时器1提供，单比较的时基由通用定时器1或2提供。
3)PWM电路，其中包空间矢量的PWM电路，死区发生单元和输出逻辑：与全比 较单元相关的PWM输出电路带有可编程死区和输出极性可以控制的6个PWM通道。PWM电路被设计用于减少CPU产生PWM波的开销，并减少用户的工作量。
4)四个捕获单元：捕获单元在捕获单元引脚上出现跳变时便能触发，可以捕 捉上升沿或下降沿。
5)中断功能：事件管理器中断事件分为3组，在中断组产生中断如果中断未被屏蔽，软件可通过查询事件管理器中断标志寄存器中的适当位来检测中断事件的发生。
在图3-2中，PWMl-PWM6为PWM波输出分别用来控制三相电压型PWM整流器的六个IGBT通断时间；Ia(ADCIN0)、Ib(ADCIN1)、Ea(ADCIN2)、Eb(ADCIN3)、Vdc(ADCIN4)分别为三相电压型PWM整流器的输入端a相电流、输出端b相电流、输入端a相电压、输入端b相电压、直流输出端电压采样，这些采样值经过光电隔离后送入DSP的A/D转换模块；A0-A15为DSP的16位地址总线；D0-D15为DSP的16位数据总线；crashsingal(T1PWM/T1CMP/IOPB4)为保护信号，当三相电压型PWM整流器发生过、欠电压，过电流及过温时，crashsingal信号产生，使PDPNTA端口出现信号下降沿，
经过约160ns后DSP内部逻辑立即封锁PWM输出端口；EMUO、EMUl、TCK、TDI、TMS、TRST为仿真信号，实现JTAG仿真，可以进行DSP程序调试和编写。
图3-2 TMS320LF2407A原理图
3.2.2 IGBT驱动电路
IGBT的驱动电路型号较多，此处采用国际整流器公司的IR21系列驱动电路。 IR21系列是国际整流器公司推出的高压驱动器，一片IR2130可以直接驱动中小容量的6支场控开关管，且只需一路控制电源。IR2130是28引脚双列直插式集成电路，应用方法如图3-3所示。HIN1、HIN2、HIN3为3个高侧输入端，LIN1、LIN2、LIN3为3路低侧输入端，HO1、VS1、HO2、VS2、HO3、VS3为3路高侧输出端，L01、L02、L03为3路低侧输出端，VSS为电源地，VSD为驱动地，VB1、VB2、VB3为3
路高侧电源端。采用IR2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。
图3-3 IR2130结构及其应用电路
3.2.3 信号检测电路
检测模块在三相电压型整流器控制系统中被采集的信号主要有交流侧的三相电流信号，直流侧电容电压和指令电压等。采集到的重要数据的存储是在F2407系 统中。以下是分别用来检测系统中三相电流信号，直流侧电容电压和指令电压信号的电路图。
1）交流电流检测电路
交流侧电流检测电路如图3-4所示。
图3-4 交流侧电流检测电路
由于互感器铁芯磁性材料的非线性影响，高次谐波分量的测量误差较大。用一般的互感器检测含有丰富谐波分量的输出电压和电流，将难以准确测量电压和电流的瞬时值。对于直流及非正弦波(含有谐波分量较多)的交流电压和电流信
号
的隔离传送，最好的方法是用霍尔电流互感器。霍尔互感器线性度好，测量区间宽，测量精度高，响应速度快，可实现被测电路与反馈电路的可靠隔离，因此检测三相交流电流信号时使用霍尔传感器，传感器把电流信号转化为电压信号输入到检测电路，通过调节电位器检测电路获得适当的放大系数，电压信号经放大输入到F2407的一路A/D引脚上。
2）直流侧电压检测电路
直流电压检测电路，即直流侧电容两端的检测如图3-5所示。直流侧电压先经过一电压传感器和功放电路，将高压转换成几伏的低压后，送至DSP的A/D端口。
图3-5 直流侧电压检测电路
3）网侧电压检测电路
网侧三相交流电压经变压器降压后，经滤波后经反向跟随电路反向，输入至DSP 芯片F2407的A/D引脚。生成网侧交流电压的同步信号经过零比较电路输入到CAP端
口。
图3-6 网侧电压检测电路
4 软件设计
在三相电压型PWM整流器双环控制系统中，输出端直流侧电容电压反馈控制外环，电压环指令与直流电压检测信号经比较产生误差信号，误差信号送入外环调节器。检测到的网侧交流电压同步信号和交流电压信号经过坐标变换后送入状态反馈环节，再经解耦处理后生成整流器网侧电流反馈控制内环的指令信号，最后生成的信号送入PWM比较器，从而控制IGBT的开关与导通。交流电流内环控制大大提高了系统的瞬态响应能力；外环控制使系统具有高度的静态电压稳定性。系统的软件就是根据系统运行时对各种检测的实时信号处理过程编写的。系统软件主要分成两个部分：主程序模块和中断服务程序模块。
4.1 主程序设计
主程序主要完成系统运行前的一些初始化与准备操作，主程序的功能包括设置系统的时钟，F2407芯片内部的一些专用寄存器的定义与初始化，对集成外设控 制寄存器设置选择外设模块在系统运行时的工作方式，同时对电网目前的状态进行检测判断三相电压信号相位与相位差，如果电网一切正常就启动A/D采样，开全局中断，开事件管理器全比较中断进入工作模式。程序流程图如图4-1所示。
4.2 中断服务程序设计
系统工作时大多处在中断服务程序运行时间，电压电流信号的采样处理、控制器的计算，以及出现故障时的保护都是在中断服务程序中完成的。程序的编写要注意以下几个方面。进入中断服务程序程序要保护现场以避免数据丢失，在中断服务程序程序中要生成驱动IGBT所需的PWM信号，而PWM的频率为10K赫兹，因此 每次响应中断的时间只有大约100微秒，并且中断过程中要进行两次加载操作，因此软件的编写要十分讲究效率。程序流程图如图4-2所示。
4.3 直流侧电压检测模块
在直流电压检测模块，启动两路A/D通道，实现对直流侧电容电压信号和指令信号的检测，通过设置计数器的方法对直流侧电压多次累加求平均值消除一些谐波的干扰，并对直流侧电压是否在工作范围之内做出判断，一旦直流侧过压或欠压就发出中断请求至PDINT引脚上，立即封锁PWM信号的输出确保主电路IGBT模块的安全。同时为外环调节器的计算提供所需的误差信号，同样误差信号也是累加多次求平均值方法获得。
图4-1 主程序流程图
图4-2 中断服务程序流程图
图4-3 直流电压检测程序流程图
4.4 交流电压检测模块
交流电压检测模块实现网侧三相电压信号的检测，并通过坐标变换求得d，q
轴分量，进而得到状态反馈。如图4-4所示。
4.5 电流指令计算模块
电流环的指令信号是电压环的输出信号与网侧电流检测值比较得到，其具体
实现如图4-5。在电流指令信号生成子程序中，电网同步信号是通过查表获得的
，
预先做好的正弦表格存储在F2407片内的程序段内，表格的指针与电网电压同步。
由于样机设计过程中认为电网三相对称，因此只计算A，c两相电流指令信号，B相
信号由A，C两相之差求得。
图4-4 交流电压检测程序流程图 图4-5 电流指令计算程序流程图
4.6 网测电流检测模块
电流检测模块不但实现交流侧进线电流的检测，同时监测系统的电流是否在
允许的工作范围内，一旦交流电流过大就调用网侧电流反时限保护程序，若系统
电流过大则快速产生脉冲信号输入PDINT引脚，封锁PWM信号的输出。其流程图如
图4-6所示。
图4-6 网测电流检测程序流程图
结束语
电压源型三相PWM整流器是目前有源功率因数校正技术中被广泛研究的课题
之一，它具有输入电流连续可调，正弦度好，谐波小，可实现单位功率因数，能
量可实现双向流动等优点。近年来由于高频全控器件IGBT、MOSFET及DSP芯片
TMS320LF2407的诞生，为PWM高频整流器的全部数字控制提供了强大的物质基础。
本文介绍了一种控制方案及软硬件的实现方法。仿真和实验证明了其可行性。
本文主要工作为：
1）本文首先从三相电压型PWM整流器的工作原理出发，采用开关函数描述法，
分别建立了系统在静止坐标系和旋转坐标系下的数学模型；
2）针对系统的耦合性，引入了前馈解耦控制策略，得到了简化的系统控制结
构，应用线性系统中的工程设计方法对解耦后的模型进行了简化处理，并设计了
合适的PI控制器，以此为基础即可构建完整的三相电压型PWM整流器系统。并对电
路进行了简单的Matlab仿真。
3）基于DSP芯片TMS320F240对系统的硬件和软件进行了设计。
由于三相电压型PWM整流器是一个比较新颖的课题，虽然本论文作者做了以上
工作，但由于学识水平和时间的限制，在许多方面仍然存在不足。需要进一步完
善的地方有：
1）电流控制方案：与无电流内环的间接电流控制相比，三相VSR的固定开关
频率直接电流控制加速了电流的响应。然而对于有源电力滤波器这样的对电流跟
踪速度要求较高的应用场合，在开关频率不高的条件下，采用这样的电流控制方
案，动态响应仍然相对较慢。相比之下，滞环PWM电流控制则具有较快的电流响应，
当采用基于固定开关频率的滞环PWM电流控制策略时，还可以避免常规滞环PWM电
流控制的一些缺点，因此是一种更优的电流控制方案。当然，在大多数并不需要
很快的电流跟踪速度的场合，本文的控制方案仍然具有价值。
2）系统软件设计：由于在C语言或者是汇编语言方面的经验和能力缺陷，本
文只对软件流程图作了一定的描述，并没有写出具体的程序。需要在以后的学习
中，不断掌握相应知识，弥补这个明显的漏洞。
致谢
本课题是在指导老师胡红明的悉心指导和亲切关怀下完成的。在此期间，胡
红明老师在学习和生活等方面都给了我很多帮助。
感谢我的导师（胡红明导师）对我毕业设计（论文）的精心指导，正是由胡
红明老师的指导下，才是我的本科生毕业设计（论文）得以顺利完成。
感谢同学们所给我的帮助和指导，他们给我很大的帮助，我学到了很多东西，
对我今后很有帮助的。
感谢武汉理工大学，自动化学院的所有教过我的老师们和帮助过我的同班同
学们，正是老师和同学们陪伴着我通过本科生学习阶段。
再次非常的感谢！
覃峰
2011年6月
参考文献
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Instruments．1990
2002,31(3):15-19
附录 1 系统结构图
毕业设计（论文）
题 目
学院（系）： 自动化学院
专业班级：
学生姓名：
指导教师： 胡红明
学位论文原创性声明
本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。
作者签名：
年 月 日
学位论文版权使用授权书
本学位论文作者完全了解学校有关保障、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关学位论文管理部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权省级优秀学士论文评选机构将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。
本学位论文属于1、保密囗，在10年解密后适用本授权书
2、不保密囗。
（请在以上相应方框内打“√”）
作者签名：
年 月 日
导师签名：
年 月 日
武汉理工大学本科生毕业设计(论文)任务书
学生姓名 覃峰 专业班级 电气0702 指导教师 袁佑新教授 胡红明讲师 工作单位 自动化学院 设计(论文)题目: PWM整流器的设计
设计（论文）主要内容：
熟悉整流的原理，对整流技术进行综述、比较，并设计出整流器硬件电路和软件程序。
要求完成的主要任务:
（1）外文资料翻译不少于20000印刷符；
（2）查阅相关文献资料（中文15篇，英文3篇）；
（3）掌握整流的原理；
（4）撰写开题报告；
（5）熟悉整流技术国内外的研究现状、目的意义；
（6）对整流技术进行综述、比较；
（7）计出整流器硬件电路和软件程序。；
（8）绘制的电气图纸符合国标；
（9）撰写的毕业设计（论文）不少于10000汉字。
必读参考书：
[1] 王兆安，黄俊.电力电子技术.第4版.北京：机械工业大学出版社，2007
[2] 杨荫福，段善旭，朝泽云.电力电子装置及系统.北京：清华大学出版社，2006
[3] 张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制.北京：机械工业大学出版社，2003 指导教师签名 系主任签名
院长签名(章)
武汉理工大学本科学生毕业设计（论文）开题报告
武汉理工大学毕业设计（论文）
目录
摘要 ............................................................................................................................................... I Abstract ..................................................................................................................................... II
绪论 .............................................................................................................................................. 1
1 三相电压源型PWM整流器工作原理及数学模型 .......................................................... 2
1.1 PWM整流器工作原理 ............................................... 2
1.1.1 PWM整流电路基本特性 ....................................... 2
1.1.2 PWM整流电路工作原理 ....................................... 2
1.2 PWM整流电路基本特性 ............................................. 5
2 三相VSR控制策略及控制系统设计 ................................................................................ 7
2.1 VSR的电流控制方法 ............................................... 7
2.1.1 间接电流控制和直接电流控制的比较 ......................... 7
2.1.2 三相VSR在dq坐标系下的直接电流控制 ...................... 8
2.2 三相VSR控制系统的设计 .......................................... 9
2.2.1 电流内环控制系统设计 ................... 错误！未定义书签。
2.2.2 电压外环控制系统设计 ..................................... 11
2.3 三相VSR的仿真 .................................................. 12
3 硬件设计 ............................................................................................................................... 17
3.1 主电路的设计 .................................................... 17
3.1.1 主功率开关器件的选择 ..................................... 17
3.1.2 交流侧电感的设计 .......................................... 18
3.1.3 直流侧电容的设计 .......................................... 19
3.2 基于DSP的控制电路硬件设计 ..................................... 20
3.2.1 TMS320F2407芯片的介绍 .................................... 20
3.2.2 IGBT驱动电路............................. 错误！未定义书签。
3.2.3 信号检测电路 ............................ 错误！未定义书签。
4 软件设计 ............................................................................................................................... 25
4.1 主程序设计 ...................................................... 25
4.2 中断服务程序设计 ................................................ 25
4.3 直流侧电压检测模块 .............................................. 25
4.4 交流侧电压检测模块 .............................................. 28
4.5 电流指令计算模块 ................................................ 28
4.6 网测电流检测模块 ................................................ 29 结束语 ....................................................................................................错误！未定义书签。
致谢 ............................................................................................................................................ 26
参考文献 ................................................................................................................................... 34 附录 系统结构图
35 ....................................................................................................................
摘要
随着绿色能源技术的快速发展，PWM整流器技术己成为电力电子技术研究的热 点和亮点。PWM整流器可成为用电设备或电网与其它电气设备的理想接口，因为它 可以实现网侧电流正弦化和功率因数可调整。
本文介绍一种基于TMS320F2407DSP芯片控制的三相电压型PWM整流器的控制系统，，完成了从系统结构、硬件、软件到控制策略等方面的设计。
本文首先分析了PWM整流器的基本原理，然后根据三相电压源型PWM整流器各相电压电流之间的关系和桥路的工作状态建立了它的数学模型，给出系统在三相ABC坐标系和两相dq坐标系中的数学模型，利用电流反馈解耦控制，以及系统的基本控制框图。并设计了电压环和电流环数字化PI调节器，结合理论分析和实际对其参数进行了优化整定。然后在Matlab的集成仿真环境Simulink下搭建了仿真模型，通过仿真，验证了理论的可行性。
根据以上控制思想，设计了以数字信号处理器(DSP)TMS320F240为核心的数字化的三相电压型PWM整流器的硬件和软件。
论文最后对全文所作的工作进行了总结，并指出了未来的研究方向。
关键词：三相电压型PWM整流器 数学模型 DSP Matlab
Abstract
With the fast developing technology of green energy，an ever-enhanced attention has been focused to the PWM rectifier in the field of power electronics．PWM rectifier might become an ideal electric appliance or a linkage between grid-line and other electric facilities，characterized of nearly sinusoidal current and adjustable power factor．
This dissertation is devoted to the theory and application of Three-Phased Voltage-Sourced PWM Rectifier，which is controlled by the DSP chip TMS320F2407,and the design of the system structure, the hardware and the software is discussed．
This paper analyses the basic principe of the PWM rectifier．Based on the relations between the vo1tages and currents in accordance with the states of the rectifier topology，the switching function model was first established．It presents mathematical model for the system both in ABC coordinate and d/q coordinate．And then it also analyses the decoupling control of voltage feed-forward and current feedback of system in d/q coordinate．Based of the theory mentioned above， control block diagram of system is deducted．Also designs the current loop and voltage loop digital PI regulators，adjusts the parameters based on theoretical analysis and practical test．The theory is feasible through simulation with software Matlab．
Based a control scheme above，it introduces the design of hardware and software for fully digital Three-Phased Voltage-Sourced PWM Rectifier based on the DSP chip TMS320F2407．
Eventually,the conclusion of the research work in this dissertation is made and the future research directions ale also given out．
Keywords: Three-Phased Voltage-Sourced PWM Rectifier mathematical model DSP Matlab
绪论
随着电力电子技术的发展，电力电子变流技术也得以迅速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础的各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器，这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛的应用。但是，目前这些变流装置很大一部分需要整流环节，以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污染”。治理这种电网“污染”最根本措施就是要求交流装置实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。因此，作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并展开了大量的研究工作。其主要思路是将PWM技术引入整流器的控制中，使整流器网侧电流正弦化，且可运行于单位功率因数。
经过多年的研究和发展，PWM整流器的主电路己从早期的半控型器件桥路发展 到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；控制策略从 间接电流控制发展到了直接电流控制；而主电路类型上，既有电压型整流器，也有电流型整流器。
自20世纪90年代以来，PWM整流器的研究主要集中在以下几个方面：PWM整流器的建模与分析；电压型PWM整流器的电流控制；主电路拓扑结构研究；系统控制策略研究；电流型PWM整流器研究。由于PWM整流器网侧呈现出受控电流源特性，因而这一特性使得PWM整流器及其控制技术获得进一步的发展和拓宽，并取得了更为广泛和更为重要的应用，如静止无功补偿、有源电力滤波、统一潮流控制、超导储能、高压直流输电、电气传动、新型UPS以及太阳能、风能等再生能源的并网发电等。
本课题的研究对象是三相电压型PWM整流器及其控制策略。第一章分析了PWM整流器的基本原理，并且讨论了三相电压型PWM整流器的数学模型，包括在ABC坐标系下的数学模型和在dq同步旋转坐标系下的数学模型。第二章讨论了三相电压型PWM整流器的控制策略，在其双闭环控制系统的基础上建立电路，并作了仿真。第三章着重于系统的硬件设计，包括主电路的设计和基于DSP芯片TMS320LF2407的控制系统硬件设计。第四章通过程序流程图的方式，对系统的软件设计做了详细分析。
1 三相电压源型PWM整流器工作原理及数学模型
1.1 PWM整流器原理
1.1.1 PWM整流电路基本特性
PWM整流器与以往的整流器相比，具有以下的优良性能：(1)网侧电流为正弦波；(2)网侧功率因数可控制(如单位功率因数控制)；(3)电能双向传输：(4)较快的动态控制响应。由于PWM整流器电能可双向传输，当PWM整流器从电网吸收电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变状态。所谓单位功率因数是指：当PWM运行于整流状态时，网侧电压、电流同相位(正阻特性)；当PWM运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相位(负阻特性)。进一步研究表明，由于PWM整流器其网侧电流及功率因数均可控制，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等其它一些非整流器应用场合。由此可见，PWM整流器实际上是一个其交、直流侧可控，可以在四象限运行的变流装置。图1-1为PWM整流器模型电路，该电路由交流回路、功率开关桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等，直流回路包括负载电阻RL及负载
电动势e等；功率开关管整流电路可由电压型或电流型整流电路组成。
图1-1 PWM整流器模型电路图
当不计功率管损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得：
iv=iDCvDC(1-1)
式中：
i、v——模型电路交流侧电流、电压；
iDC、vDC——模型电路直流侧电流、电压。
由上式不难理解：通过对模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之亦然。以下从模型电路交流侧入手，来分析PWM整流器的运行状态和控制原理。
1.1.2 PWM整流电路工作原理
将普通整流电路中的二极管或晶闸管换成IGBT或MOSFET等自关断器件，并将SPWM技术应用于整流电路，这就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路的适当控制，不仅可以使输入电流非常接近正弦波，而且还可以使输入电流和电压同相位，功率PWM整流电路由于需要较大的直流储能电感以及交流侧LC滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其结构和控制复杂化，从而制约了它的应用和研究。相比之下，电压型PWM整流电路以其结构简单，较低的损耗等优点，电压型PWM整流电路的成功应用更现实鸭故选择电压型PWM整流电路进行研究。下面分别介绍单相和三相PWM整流电路的拓扑结构和工作原理。
图1-2 单相PWM整流电路
图1-2为单相全桥PWM整流电路，交流侧电感Ls包含外接电抗器的电感和交流
电源内部电感，是电路正常工作所必需的。电阻Rs包含外接电抗器的电阻和交流
电源内部电阻。同SPWM逆变电路控制输出电压相类似，可在PWM整流电路的交流输入端AB产生一个正弦调制PWM波uAB，uAB中除含有和开关频率有关的高次谐波外，
不含低次谐波成分。由于电感Ls的滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流is产生很小的脉动。如果忽略这种脉动，当正弦信号波的频率和电源频率相同时，is为频率与电源频率相同的正弦波。
图1-3 单相PWM整流电路等效电路
PWM整流电路的单相等效电路如图1-3所示，其中us为交流电源电压。当us一
定时，is的幅值和相位由uAB中基波分量的幅值及其与us的相位差决定。改变uAB中基波分量的幅值和相位，就可以使is与us同相位。图1-4给出了单相PWM整流电路的
相量图，其中以Us表示电网电压，U
⋅⋅⋅AB表示PWM整流电路输出的交流电压，UL为连⋅⋅接电抗器Ls的电压，UR为电网内阻Rs的电压；在图1-4a)中，U
⋅AB滞后Us的相角⋅为φ，Is与Us的相位完全相同，电路工作在整路流状态，且功率因数为1。在图1-4b)
中，U⋅⋅
AB超前Us的相角为φ，Is与Us的相位相反，电路工作在逆变状态。这说明⋅⋅⋅
PWM整流电路可以实现能量正反两个方向的流动，既可以运行在整流状态，从交流侧向直流侧输送能量；也可以运行在逆变状态，从直流侧向交流侧输送能量。而且这两种方式都可在单位功率因数下运行。
图1-4 PWM整流电路两种运行方式向量图
a）整流运行 b）逆变运行
图1-5 三相PWM整流电路
三相PWM整流电路主要结构如图1-5所示，其工作原理和单相PWM整流电路类
似。通过对电路进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端ABC产生一个正弦调制PWM波uA，uB，uC。，对各相电压按图1-4a)的向量图进行控制，就可使各相电流isA，isB，isC为正弦波且和电压相位相同，功率因数为1。
1.2 三相电压型PWM整流器数学模型
系统模型是分析和设计三相电压型整流器的基础，从不同角度出发可以建立不同形式的系统模型，而且不同模型往往适合的控制方法也不尽相同。
1）在abc坐标系下的数学模型：所谓三相电压型整流器（VSR）在abc坐标系下的一般模型是根据三相VSR拓扑结构，在三相abc静止坐标系中，利用电路基本定律对其建立的一般数学描述。
针对三相VSR一般数学模型的建立，通常作以下假设：
（1）电网电动势韦三相平稳的纯正弦波电动势；
（2）网侧滤波电感L是线性的，而且不考虑饱和；
（3）开关器件为理想开关，没有过渡过程，其通断状态由开关函数描述；
（4）开关频率远大于电网频率。
定义单极性二值逻辑开关函数为：
⎧1sk=⎨⎩0上桥臂导通，下桥臂关上桥臂关断，下桥臂导断（k=a,b,c）通(1-2)
利用开关函数模型得到三相VSR在abc坐标系下的一般数学模型为
⎧dia⎪Ldt+Ria
⎪
⎪Ldib+Rib⎪dt⎨
⎪Ldic+Ric⎪dt
⎪dvdcC⎪dt⎩=ea-(vdcsa-=eb-(vdcsb-=ec-(vdcsc-vdc3vdc3vdc3∑sk=a,b,ck))(1.2) )∑sk=a,b,ck∑sk=a,b,ck=iasa+ibsb+icsc-iL
2）在dq坐标系下的数学模型：虽然VSR在abc坐标系下一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点，但是在这种模型中，VSR交流侧均具有一定频率、幅值和相角的正弦时变交流量。一般的VSR采用电压电流双闭环控制，当电流内环采用PI调节器时，三相静止坐标系中的PI调节器无法实现电流无静差控制。通过坐标变换将三相abc静止坐标系转换成以电网基波频率同步旋转的dq坐标系。通过这样的变换，静止坐标系中的基波正弦量将转化成同步旋转坐标系中的直流量，对直流给定PI调节器则可以实现无静差控制，从而提高稳态电流控制精度。而且旋转坐标系中存在有功电流和无功电流的解耦，有利于实现VSR的控制。三相VSR在
两相dq同步旋转坐标系下的数学模型为
⎧did⎪Ldt-ωLiq+Rid=ed-vdcsd
⎪di⎪q+ωLid+Riq=eq-vdcsd⎨L
⎪dt
⎪Cdvdc=3(is+is)-iddqqL⎪dt2⎩(1-4)
2 三相VSR控制策略及控制系统设计
2.1 VSR的电流控制方法
VSR的工作原理分析表明，当其正常工作时，能在稳定直流侧电压的同时，实现网侧正弦波形电流控制。另一方面，当VSR应用于注入有源电力滤波器等领域时，其王测电流的控制性能决定了系统性能指标的优劣。因此，VSR的电流控制策略是十分重要的。
2.1.1 间接电流控制和直接电流控制的比较
为了使PWM整流电路在工作时功率因数近似为1，即要求输入电流为正弦波且和电源电压同相位，可以有多种控制方法，根据有没有引入电流反馈可以将这些控制方法分为两种，没有引入交流电流反馈的称为间接电流控制，引入交流电流反馈的称为直接电流控制。
间接电流控制也称为相位和幅值控制，其实质是，通过PWM控制，在VSR桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压。该PWM电压与电网电动势共同作用于VSR交流侧，并在VSR交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由VSR交流侧电感滤除。由于这种VSR电流控制方案通过直接控制VSR交流侧电压进而达到控制VSR交流侧电流的目的，因而是一种间接电流控制方式。这种间接电流控制由于无需设置交流电流传感器以构成电流闭环控制，因而是一种VSR简单控制方案。间接电流控制的优点在于控制简单，一般无需电流反馈控制。另外，间接电流控制还可分为稳态间接电流控制和动态间接电流控制。间接电流控制的主要问题在于，VSR电流动态响应不够快，甚至交流侧电流中含有直流分量，且对系统参数波动较敏感，因而常适合于对VSR动态响应要求不高且控制结构要求简单的应用场合。
相对于间接电流控制，直接电流控制以快速电流反馈控制为特征。在这种控制方法中，通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。这种直接电流控制与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网侧电流闭环控制，而后者则无网侧电流闭环控制。由于采用网侧电流闭环控制，使VSR网侧电流动、静态性能得到了提高，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增强了电流控制系统的鲁棒性。直接电流控制可以获得较高品质的电流响应，但控制结构和算法较间接电流控制复杂。
直接电流控制中有不同的电流跟踪控制方法，常用的有：固定开关频率PWM电流控制、滞环PWM电流控制、空间矢量PWM电流控制等，这些电流控制方案各有其
优缺点。
本文主要研究基于(d，q)坐标系的固定开关频率PWM电流控制策略： 1）固定开关频率PWM电流控制算法简单，物理意义清晰。且实现较方便。 2）由于开关频率固定，因而网侧变压器及滤波电感设计较容易，并且有利于 限制功率开关损耗。
3）两相同步旋转坐标系(d，q)中的指令电流为直流时不变信号。
4）在两相同步旋转坐标系(d，q)中，电流控制方案易于有功和无功电流的 解耦控制。
2.1.2 三相VSR在dq坐标系下的直接电流控制
对于dq同步旋转坐标系，不考虑前馈解耦时的三相VSR固定开关频率PWM电流控制原理如图2-1所示。
图2-1 dq坐标系下三相VSR直接电流控制原理图
显然，电流指令id*来自电压外环PI调节器输出，而且表示三相电流的有共分两；而电流指令iq*则表示三相电流的无功分量，且可以独立给定，若是要求单位功率因数运行，则可以将其给定设为0。在dq同步坐标系中，指令电流是直流信号；其电流内环PI调节器可以实现无静差控制，稳态性能好；在两相dq同步旋转坐标系中，易于有功电流和无功电流的独立控制，也即解耦控制。
2.2 三相VSR控制系统的设计
在三相VSR控制系统设计中，一般采用双环控制，即电压外环和电流内环。电压外环作用主要是控制三相VSR直流侧电压，而电流内环作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制。
2.2.1 电流内环控制系统设计
1）电流内环的简化
由前面叙述可以知道，三相VSR的dq模型可以描述为
⎧did
⎪Ldt-ωLiq+Rid=ed-vd⎪di⎪q
+ωLid+Riq=eq-vq⎨L
⎪dt
⎪Cdvdc=3(is+is)-i
ddqqL
⎪dt2⎩
(2-1)
式中，ed、eq——电网电动势矢量Edq的d、q分量； vd、vq——三相VSR交流侧电压矢量Vdq的d、q分量； id、iq——三相VSR交流侧电流矢量的Idq的d、q分量。
从三相VSR的dq模型方程式（2-1）可以看出。由于VSR的d、q轴变量相互耦合，因此给控制器的设计造成一定困难。为此，可以采用前馈解耦控制策略。当电流调节器采用PI调节器时，则vd、vq的控制方程如下：
vq=-(KiP+
KiIsKiIs
)(iq-iq)-ωLid+eq
*
⋅
⋅
⋅
(2-2)
vd=-(KiP+)(id-id)+ωLiq+ed
*
(2-3)
式中，KiP、KiI——电流内环比例调节增益和积分调节增益；
iq*、id*——iq和id的电流指令值。
由此可以画出电流内环的解耦控制结构，如图2-2。
图2-2 三相VSR电流内环解耦控制结构
2）电流调节器设计
由于两电流内环的对称性，因而下面以iq控制为例讨论电流调节器的设计。考虑电流内环采样信号的延迟和PWM控制的小惯性特性，已经解耦的电流内环结构如图2-3所示。
图2-3 iq电流环结构
图2-3中，Ts为电流内环电流采样周期，KPWM为桥路PWM等效增益。为简化分析，且将PI调节器传递函数写成零极点形式，即
KiP+
KiIs=KiP
τis+1τis
，KiI=
KiP
τi
(2-4)
将小时间常数Ts/2、Ts合并，得到简化的电流环结构。如图2-4所示。
图2-4 无扰动且忽略R时的近似电流内环结构
由此可以按照典型Ⅱ型系统设计电流内环调节器，从图2-4得到电流内环开环传递函数为
Woi(s)=
KiPKPWM
τis+1
s(1.5Tss+1)
2
τiL
(2-5)
为了尽量提高电流响应的快速性，对典型Ⅱ型系统而言，可设计适当的中频宽
hi
，工程上常取hi=τi/1.5Ts=5。按照典型Ⅱ型系统参数设计关系有
KiPKPWM
=hi+12τ
2i
τiL
(2-6)
解得
(hi+1)L6L⎧
K==iP⎪2τiKPWM15TsKPWM⎪⎨
K6L
⎪KiI=iP=
2
⎪τi112.5TsKPWM⎩
(2-7)
2.2.2 电压外环控制系统设计
三相VSR的电压环简化结构如图2-5所示。
图2-5 三相VSR电压环简化结构结构
由于电压外环的主要控制作用是稳定三相VSR直流电压，故其控制系统整定时，应着重考虑电压环的抗扰性能。Ⅱ型系统设计对恒值给定可以实现无静差跟踪，显然，同样可按典型Ⅱ型系统设计电压调节器，由图2-5得电压环开环传递函数为
Wov(s)=
0.75Kv(Tvs+1)CTvs(Tevs+1)
2
(2-8)
由此，得电压环中频宽hv为
hv=
TvTev
(2-9)
由典型Ⅱ型系统控制器参数整定关系，得
0.75KvCTv
=hv+12hT
2v
2ev
(2-10)
综合考虑电压环控制系统的抗扰性和跟随性，取hv=Tv/Tev=5，计算出电压环PI调节器参数为
⎧Tv=5Tev=5(τv+3Ts)⎪
4C⎨K=4C=
⎪v5T5(τv+3Ts)ev⎩
(2-11)
2.3 三相VSR的仿真
基于前述分析在SIMUlINK7.0软件中，对三相VSR的PWM整流器建立仿真电路，如图2-6所示。
图2-6 三相VSR主电路模块结构
其中，控制模块里封装着dq与abc之间坐标变换电路、电压电流双闭环电路、PWM生成电路等。
图2-7 控制电路模块结构
图2-8 abc—dq变换电路模块
图2-9 电流内环结构
图2-10 电压外环结构
按照前述计算给予电路相应的参数，给定直流侧电压为750V，仿真时间为0.1s。得到仿真波形图如下。
图2-11 网侧电压波形
图2-12 网测电流波形
图2-13 直流侧电压波形
根据仿真结果可以看出，输入电流和输入电压相位差不大，能达到较高的功率因数。从电流波形看。其动态调节过程比较快，能够迅速跟踪网侧电压。直流侧输出平均电压为750V，与给定保持一致。
3 硬件设计
三相电压型PWM整流器的结构框图如图3-1所示。控制系统检测三相交流侧电源信号和直流侧电压信号，这些信号经过信号调理电路转换成DSP的A/D接口接受范围内的模拟信号，DSP完成输入电压信号的A/D转换、坐标变换、PI调节、SPWM调制等控制任务，DSP输出的SPWM信号经过IPM驱动电路后送至IPM。
图3-1 三相电压型PWM整流电路整体硬件图
3.1 主电路的设计
3.1.1 主功率开关器件的选择
在大功率电力电子器件的应用中，IGBT已取代GTR或者MOSFET成为应用的主流。IGBT的优点在于输入阻抗高、开关损耗小、饱和压降低、开关速度快、热稳定性能好、驱动电路简单等。目前，由IGBT单元构成的功率模块在智能化方面得到迅速发展，智能功率模块IPM（Intelligent Power Module）不仅包括基本组合单元和驱动电路，还具有保护盒报警功能，以其完善的功能和较高的可靠性为我们创造了很好的应用条件，简化了电路设计。
本文设计的三相电压型PWM整流器功率为15KW，三相交流输入电压相电压有效值为220V，主功率开关器件采用IPM来实现。假设效率为90%，则每相输入额定电流有效值为
IN=15000220⨯3⨯90%=25.25A(3-1)
则网侧电流峰值为
INM=25.25⨯2=35.71A(3-2)
考虑2倍安全系数，取IPM的电流额定为100A。
最大反向电压URM为
URM=2Um(3-3)
在式（3-3）中，Um是电源线电压的振幅值，当电源相电压为220V时 URM=2⨯2⨯3⨯220=1077.58V(3-4)
选URM=1200V。
综合以上分析，选取额定电压为1200V，额定电流为100A的IGBT模块。
3.1.2 交流侧电感的设计
下面从稳态条件下满足功率指标要求和电流波形品质指标两方面讨论交流侧电感的设计。
1）满足功率指标要求的电感设计
当三相电压型PWM整流器在最大功率输出运行时，交流侧电压矢量与电网电动势矢量相位差π/6，此时，交流侧电感上的电压值为
VL=2E⨯sinπ12(3-5)
则流经电感的电流值为
VL2E⨯sin=π(3-6) IL=ωLωL
则每相电网电动势发出或者吸收的有功功率为
P=E⨯IL⨯cosπ12(3-7)
将式（3-6）带入（3-7）得
P=E2
2ωL
3E2(3-8)
则三相电网电动势发出或者吸收的有功功率为2ωL，本文设计的三相电压型PWM
整流器功率为15KW，为了满足功率指标要求，有
3E
22ωL≥15000(3-9)
由式（3-9）得
L≤3E2
30000⨯ω(3-10)
将E=220V、ω=100π代入式（3-10）计算得
L≤15.41mH(3-11)
2）满足瞬态电流跟踪指标时的电感设计
除了考虑功率指标外，电感设计还需要考虑满足瞬态电流跟踪指标的要求，既要抑制纹波电流，也要快速跟踪电流。为了抑制谐波电流较大的脉动，此时电感应足够大，以满足抑制谐波电流要求；另一方面，当电流过零时，其变化率最大，此时电感足够小，以满足快速跟踪电流的要求。由于此原理较为复杂，再次不再赘述。查阅相关资料得到满足瞬态电流跟踪指标时的电感取值范围为
2vdc
3Imω≥L≥vdcTs6∆imax(3-12)
式（3-12）中，Ts为PWM开关周期，∆imax为最大允许谐波电流脉动量。欲使上式成
立，需要满足
∆imax
im>ωTs4(3-13)
综上所述，根据大致计算，不妨设L=10mH。
3.1.3 直流侧电容的设计
电压型PWM整流器直流侧电容主要有以下作用：
1）缓冲VSR交流侧与直流侧的无功能量交换；
2）抑制直流侧电压纹波；
3）当负载发生变化时，支撑直流侧电压，限定直流电压的波动。
一般而言，从满足电压环控制的跟随性指标看，VSR直流侧电容应尽量小，以确保VSR直流侧电压的快速跟踪控制；而从满足电压环控制的抗扰性指标分析，VSR直流侧电容应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态降落。但是，当满足直流电压跟随性能指标时通常不满足直流电压抗扰性能指标，反之亦然。这就要求在三相VSR电容参数设计过程中，需要根据实际需要，综合考虑直流电压跟随性和抗扰性性能指标，并遵循以下一些准则：
1）直流侧电容的选取应使直流电压保持稳定，峰．峰波动值不超过允许值；
2）所选择的电容器的参数不会影响整个系统的稳定性；
3）负载变化的暂态过程中应能尽量减小电压调节的超调量和过渡时间；
4）中间回路的损耗应保持最小。
对于参数计算，此处不作多的叙述，取电容C 6mF即可。
3.2 基于DSP的控制电路硬件设计
系统控制主电路采用TMS320LF2407A为核心处理器，再加外围器件组成。DSP用来完成输入电压，输入电流和输出电压的采集，三相abc坐标系到dq旋转坐标系的转换，SPWM算法的实现，生成PWM控制波等作用。外围器件包括两个外部可读写存储器IS6lL、，6416，负责存储输入/输出电流及电压的历史数据存储：DSP供电电压的转换，负责将外围集成供电的5v电压转换为DSP的3.3V供电电压；DSP仿真器接口JTAG；与计算机串口进行通信的MAX232。
3.2.1 TMS320F2407芯片的介绍
选择定点DSP芯片TMS320F2407作为控制电路的处理器，主要是由其专门应用 于控制的硬件结构和外设资源决定的。
TMS320系列DSP芯片的基本结构包括：
1)哈佛结构：哈佛结构是不同于传统的冯·诺曼结构的并行体系结构，其主 要特点是将程序和数据存储在不同的存储空间中，即程序存储器和数据存储器是 两个相互独立的存储器，每个存储器独立编址，独立访问。与两个存储器相对应 的是系统中设置了程序总线和数据总线两条总线，从而使数据的吞吐率提高了一 倍。而冯·诺曼结构则是将指令、数据、地址存储在同一存储器中，统一编址， 依靠指令计数器提供的地址来区分是指令、数据还是地址。取指令和取数据都访 问同一存储器，数据吞吐率低。
2)流水线操作：与哈佛结构相关，DSP芯片广泛采用流水线以减少指令执行时间，从而增强了处理器的处理能力。TMS320系列处理器的流水线深度。在三级流水线操作中，取指、译码和执行操作可以独立地处理，这可使指令执行能完全重叠。在每个指令周期内，三个不同的指令处于激活状态，每个指令处于不同的阶段。例如，在第N个指令取指时，前一个指令即第N—1个指令正在译码，而第N一2个指令则正在执行。一般来说，流水线对用户是透明的。
3)专用的硬件乘法器：在一般形式的FIR滤波器中，乘法是DSP的重要组成部 分。对每个滤波器抽头，必须做一次乘法和一次加法。乘法速度越快，DSP处理器 的性能就越高。在通用的微处理器中，乘法指令是由一系列加法来实现的。故需 许多个指令周期来完成。相比而言，DSP芯片的特征就是有一个专用的硬件乘法器。 在TMS320系列中，由于具有专用的硬件乘法器，乘法可在一个指令周期内完成。
4)特殊的DSP指令：DSP芯片的另一个特征是采用特殊的指令。例如：DMOV就是一个特殊的DSP指令，它完成数据移位功能。在数字信号处理中，延迟操作非常重要，这个延迟就是由DMOV来实现的。
5)快速的指令周期：哈佛结构、流水线操作、专用的硬件乘法器、特殊的DSP 指令再加上集成电路的优化设计，可使DSP芯片的指令周期在200ns以下。TMS320 系列处理器的指令周期己经从第一代的200ns降低至现在的20ns以下。快速的指令 周期使得DSP芯片能够实时实现许多DSP应用。DSP以上这些优点可以满足实时、快速地完成有三相整流器的控制和采样计算的要求，论文采用的TI公司生产的TMS320F2407芯片指令周期为50ns，此外，DSP芯片作为控制器还有强大的外设功 能，TMS320F2407的外设库包括：事件管理器模块、双10位模一数转换模块、串行 通信接口模块、串行外设模块、看门狗和实时中断模块、内部FLASH存储器模块、 外部存储器接口、数字I/0端口、PLL时钟模块。在外设库中事件管理模块和双十 位模—数转换模块在生成驱动三相整流器的PWM波形中至关重要。
事件管理模块为用户提供了一整套用于运动控制和电机控制的功能和特性， 这同样非常适用于电压型整流器的PWM控制实现．
事件管理模块主要由以下几个部分构成：
1)三个通用定时器：事件管理器模块的三个通用定时器在应用时可以独立使 用，作为控制系统中的捕获周期的发生，为正交编码器脉冲电路和捕获单元提供 时基，为全比较单元和单比较单元以及相关的PWM电路产生比较/PWM输出。
2)三个全比较单元和三个单比较单元：每个全比较单元有两个相关的比较/PWM输出，每个单比较单元有一个相关的比较/PWM输出。全比较单元的时基由通 用定时器1提供，单比较的时基由通用定时器1或2提供。
3)PWM电路，其中包空间矢量的PWM电路，死区发生单元和输出逻辑：与全比 较单元相关的PWM输出电路带有可编程死区和输出极性可以控制的6个PWM通道。PWM电路被设计用于减少CPU产生PWM波的开销，并减少用户的工作量。
4)四个捕获单元：捕获单元在捕获单元引脚上出现跳变时便能触发，可以捕 捉上升沿或下降沿。
5)中断功能：事件管理器中断事件分为3组，在中断组产生中断如果中断未被屏蔽，软件可通过查询事件管理器中断标志寄存器中的适当位来检测中断事件的发生。
在图3-2中，PWMl-PWM6为PWM波输出分别用来控制三相电压型PWM整流器的六个IGBT通断时间；Ia(ADCIN0)、Ib(ADCIN1)、Ea(ADCIN2)、Eb(ADCIN3)、Vdc(ADCIN4)分别为三相电压型PWM整流器的输入端a相电流、输出端b相电流、输入端a相电压、输入端b相电压、直流输出端电压采样，这些采样值经过光电隔离后送入DSP的A/D转换模块；A0-A15为DSP的16位地址总线；D0-D15为DSP的16位数据总线；crashsingal(T1PWM/T1CMP/IOPB4)为保护信号，当三相电压型PWM整流器发生过、欠电压，过电流及过温时，crashsingal信号产生，使PDPNTA端口出现信号下降沿，
经过约160ns后DSP内部逻辑立即封锁PWM输出端口；EMUO、EMUl、TCK、TDI、TMS、TRST为仿真信号，实现JTAG仿真，可以进行DSP程序调试和编写。
图3-2 TMS320LF2407A原理图
3.2.2 IGBT驱动电路
IGBT的驱动电路型号较多，此处采用国际整流器公司的IR21系列驱动电路。 IR21系列是国际整流器公司推出的高压驱动器，一片IR2130可以直接驱动中小容量的6支场控开关管，且只需一路控制电源。IR2130是28引脚双列直插式集成电路，应用方法如图3-3所示。HIN1、HIN2、HIN3为3个高侧输入端，LIN1、LIN2、LIN3为3路低侧输入端，HO1、VS1、HO2、VS2、HO3、VS3为3路高侧输出端，L01、L02、L03为3路低侧输出端，VSS为电源地，VSD为驱动地，VB1、VB2、VB3为3
路高侧电源端。采用IR2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。
图3-3 IR2130结构及其应用电路
3.2.3 信号检测电路
检测模块在三相电压型整流器控制系统中被采集的信号主要有交流侧的三相电流信号，直流侧电容电压和指令电压等。采集到的重要数据的存储是在F2407系 统中。以下是分别用来检测系统中三相电流信号，直流侧电容电压和指令电压信号的电路图。
1）交流电流检测电路
交流侧电流检测电路如图3-4所示。
图3-4 交流侧电流检测电路
由于互感器铁芯磁性材料的非线性影响，高次谐波分量的测量误差较大。用一般的互感器检测含有丰富谐波分量的输出电压和电流，将难以准确测量电压和电流的瞬时值。对于直流及非正弦波(含有谐波分量较多)的交流电压和电流信
号
的隔离传送，最好的方法是用霍尔电流互感器。霍尔互感器线性度好，测量区间宽，测量精度高，响应速度快，可实现被测电路与反馈电路的可靠隔离，因此检测三相交流电流信号时使用霍尔传感器，传感器把电流信号转化为电压信号输入到检测电路，通过调节电位器检测电路获得适当的放大系数，电压信号经放大输入到F2407的一路A/D引脚上。
2）直流侧电压检测电路
直流电压检测电路，即直流侧电容两端的检测如图3-5所示。直流侧电压先经过一电压传感器和功放电路，将高压转换成几伏的低压后，送至DSP的A/D端口。
图3-5 直流侧电压检测电路
3）网侧电压检测电路
网侧三相交流电压经变压器降压后，经滤波后经反向跟随电路反向，输入至DSP 芯片F2407的A/D引脚。生成网侧交流电压的同步信号经过零比较电路输入到CAP端
口。
图3-6 网侧电压检测电路
4 软件设计
在三相电压型PWM整流器双环控制系统中，输出端直流侧电容电压反馈控制外环，电压环指令与直流电压检测信号经比较产生误差信号，误差信号送入外环调节器。检测到的网侧交流电压同步信号和交流电压信号经过坐标变换后送入状态反馈环节，再经解耦处理后生成整流器网侧电流反馈控制内环的指令信号，最后生成的信号送入PWM比较器，从而控制IGBT的开关与导通。交流电流内环控制大大提高了系统的瞬态响应能力；外环控制使系统具有高度的静态电压稳定性。系统的软件就是根据系统运行时对各种检测的实时信号处理过程编写的。系统软件主要分成两个部分：主程序模块和中断服务程序模块。
4.1 主程序设计
主程序主要完成系统运行前的一些初始化与准备操作，主程序的功能包括设置系统的时钟，F2407芯片内部的一些专用寄存器的定义与初始化，对集成外设控 制寄存器设置选择外设模块在系统运行时的工作方式，同时对电网目前的状态进行检测判断三相电压信号相位与相位差，如果电网一切正常就启动A/D采样，开全局中断，开事件管理器全比较中断进入工作模式。程序流程图如图4-1所示。
4.2 中断服务程序设计
系统工作时大多处在中断服务程序运行时间，电压电流信号的采样处理、控制器的计算，以及出现故障时的保护都是在中断服务程序中完成的。程序的编写要注意以下几个方面。进入中断服务程序程序要保护现场以避免数据丢失，在中断服务程序程序中要生成驱动IGBT所需的PWM信号，而PWM的频率为10K赫兹，因此 每次响应中断的时间只有大约100微秒，并且中断过程中要进行两次加载操作，因此软件的编写要十分讲究效率。程序流程图如图4-2所示。
4.3 直流侧电压检测模块
在直流电压检测模块，启动两路A/D通道，实现对直流侧电容电压信号和指令信号的检测，通过设置计数器的方法对直流侧电压多次累加求平均值消除一些谐波的干扰，并对直流侧电压是否在工作范围之内做出判断，一旦直流侧过压或欠压就发出中断请求至PDINT引脚上，立即封锁PWM信号的输出确保主电路IGBT模块的安全。同时为外环调节器的计算提供所需的误差信号，同样误差信号也是累加多次求平均值方法获得。
图4-1 主程序流程图
图4-2 中断服务程序流程图
图4-3 直流电压检测程序流程图
4.4 交流电压检测模块
交流电压检测模块实现网侧三相电压信号的检测，并通过坐标变换求得d，q
轴分量，进而得到状态反馈。如图4-4所示。
4.5 电流指令计算模块
电流环的指令信号是电压环的输出信号与网侧电流检测值比较得到，其具体
实现如图4-5。在电流指令信号生成子程序中，电网同步信号是通过查表获得的
，
预先做好的正弦表格存储在F2407片内的程序段内，表格的指针与电网电压同步。
由于样机设计过程中认为电网三相对称，因此只计算A，c两相电流指令信号，B相
信号由A，C两相之差求得。
图4-4 交流电压检测程序流程图 图4-5 电流指令计算程序流程图
4.6 网测电流检测模块
电流检测模块不但实现交流侧进线电流的检测，同时监测系统的电流是否在
允许的工作范围内，一旦交流电流过大就调用网侧电流反时限保护程序，若系统
电流过大则快速产生脉冲信号输入PDINT引脚，封锁PWM信号的输出。其流程图如
图4-6所示。
图4-6 网测电流检测程序流程图
结束语
电压源型三相PWM整流器是目前有源功率因数校正技术中被广泛研究的课题
之一，它具有输入电流连续可调，正弦度好，谐波小，可实现单位功率因数，能
量可实现双向流动等优点。近年来由于高频全控器件IGBT、MOSFET及DSP芯片
TMS320LF2407的诞生，为PWM高频整流器的全部数字控制提供了强大的物质基础。
本文介绍了一种控制方案及软硬件的实现方法。仿真和实验证明了其可行性。
本文主要工作为：
1）本文首先从三相电压型PWM整流器的工作原理出发，采用开关函数描述法，
分别建立了系统在静止坐标系和旋转坐标系下的数学模型；
2）针对系统的耦合性，引入了前馈解耦控制策略，得到了简化的系统控制结
构，应用线性系统中的工程设计方法对解耦后的模型进行了简化处理，并设计了
合适的PI控制器，以此为基础即可构建完整的三相电压型PWM整流器系统。并对电
路进行了简单的Matlab仿真。
3）基于DSP芯片TMS320F240对系统的硬件和软件进行了设计。
由于三相电压型PWM整流器是一个比较新颖的课题，虽然本论文作者做了以上
工作，但由于学识水平和时间的限制，在许多方面仍然存在不足。需要进一步完
善的地方有：
1）电流控制方案：与无电流内环的间接电流控制相比，三相VSR的固定开关
频率直接电流控制加速了电流的响应。然而对于有源电力滤波器这样的对电流跟
踪速度要求较高的应用场合，在开关频率不高的条件下，采用这样的电流控制方
案，动态响应仍然相对较慢。相比之下，滞环PWM电流控制则具有较快的电流响应，
当采用基于固定开关频率的滞环PWM电流控制策略时，还可以避免常规滞环PWM电
流控制的一些缺点，因此是一种更优的电流控制方案。当然，在大多数并不需要
很快的电流跟踪速度的场合，本文的控制方案仍然具有价值。
2）系统软件设计：由于在C语言或者是汇编语言方面的经验和能力缺陷，本
文只对软件流程图作了一定的描述，并没有写出具体的程序。需要在以后的学习
中，不断掌握相应知识，弥补这个明显的漏洞。
致谢
本课题是在指导老师胡红明的悉心指导和亲切关怀下完成的。在此期间，胡
红明老师在学习和生活等方面都给了我很多帮助。
感谢我的导师（胡红明导师）对我毕业设计（论文）的精心指导，正是由胡
红明老师的指导下，才是我的本科生毕业设计（论文）得以顺利完成。
感谢同学们所给我的帮助和指导，他们给我很大的帮助，我学到了很多东西，
对我今后很有帮助的。
感谢武汉理工大学，自动化学院的所有教过我的老师们和帮助过我的同班同
学们，正是老师和同学们陪伴着我通过本科生学习阶段。
再次非常的感谢！
覃峰
2011年6月
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附录 1 系统结构图