第三章移相器的原理１９
第三章移相器的原理
移相器是控制信号相位变化的控制元件，广泛地应用于雷达系统、微波通信系统和测量系统。依据不同的定义方法，移相器可以划分为不同的种类。根据控制方式的不同，有模拟式和数字式：根据工作方式的不同，可以分为反射型和传输型：此外，根据电路拓扑的不同，移相器还可以分为加载线型、开关线型或开关网络（高通／低通滤波器）型等。在这一章节中，介绍了移相器的基本移相原理和主要性能指标要求，描述了各种类型移相器的工作原理、电路拓扑图和移相器电路设计技术；分析了不同电路的工作原理，并对典型的移相器电路应用实例以及移相器电路的发展进行了分析。
３．１基本移相器原理及技术指标
３．１．１移相器的原理
移相器有多种类型，适用于不同的应用环境，为了从原理上理解各种类型移相器之间的差别，有必要就移相器的基本移相原理进行简单介绍。首先定义相位移移相器和时延迟移相器【２１１。
相位移移相器的定义为在工作频率带宽上具有平坦群延迟的频率响应，波前平面不随插入相位的变化而改变的控制器件。它具有如下两个特性：
１．对不同的相对相位移，具有平坦的频率响应；
２．具有固定的群延迟。（输入射频信号脉冲包络的时序不变）
趔
罂
靛
翼
图３．１．２相位移移相器的相对相位移
留
制所有枯
图３．１．３相位移移相器的群延时
图３．１．１相位移移相器的插入相位
Ｘ波段五位数字式移相器的研究
图３．１．１、３．１．２以及３．１．３所示为相位移移相器的频率特性。相位移移相器可以应用于多路间隔不同脉冲的接收一合并机中，将射频信号对位在脉冲的包络内而不改变脉冲边沿的时序。然而，由于“相位偏斜”和“脉冲展宽”效应的限制，相位移移相器无法应用于大孔径相阵天线的宽带波束形成网络中。
时延迟移相器定义为在工作频率带宽上具有平坦的群延迟频率响应，但波前平面随插入相位的变化而改变的控制器件。它具有如下两个特性：
３．具有线性的相对相位移频率响应，其梯度随相对相位移的变化而改变；
４．具有波前平面不同、平坦的群延迟频率响应。（导致输入射频信号脉冲包络时序的改变）
时延迟移相器的一个特殊例子是延迟线移相器，由下式定义：
△Ｆ垒兰墨ｌ！生（３—１—１）
这里△ｆ为群延迟中的相对延时，△么岛，（ｃｏ）为角频率为缈时的相对相位移。
掣
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鞲图３．１．５时延迟移相器的相对相位
巷
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∞
图３．１．４时延迟移相器的插入相位
图３．１．６时延迟移相器的群延迟
图３．１．４、３．１．５以及３．１．６所示为时延迟移相器的频率特性。时延迟移相器在宽带微波信号处理系统中有着广泛的应用，如相阵天线的波束形成网络中。需要指出的是，由于电路元件的非理想化，相位移移相器有可能呈现出延迟线移相器的频率特性，反之亦然。
３．１．２移相器的主要技术指标
移相器的技术指标主要有［２２－２４１：工作频带、相移量、相位误差、插入损耗、插损波动、电压驻波比、功率容量、移相器开关时间等。
第三章移相器的原理２ｌ
－＿一
ｌ、工作频带
移相器工作频带是指移相器的技术指标下降到允许界限值时的频率范围。数字移相器大多是利用不同长度的传输线构成，同样物理长度的传输线对不同频率呈现不同的相移，因此移相器工作频带大多是窄频带的。
２、相移量
移相器是两端口网络，相移量是指不同控制状态时的输出信号相对于参考状态时输出信号的相对相位差。对于数字移相器，通常要给出移相器的位数或者相位步进值。Ｎ位移相器可以提供Ｍ＝２州个离散的相位状态。
３、相位误差
对于一个固定频率点，实际相移量的各步进值围绕各中心值有一定偏差；在频带内不同频率时，相移量又有不同值。相位误差指标有时采用最大相移偏差来表示，也就是各频点的实际相移和理论相移之间的最大偏差值；有时给出的是均方根（ＲＭＳ，ｒｏｏｔ．ｍｅａｎ．ｓｑｕａｒｅ）相位误差，是指各位相位误差的均方根值。ＲＭＳ误差的计算公式为：
△Ｅ（ＲＭＳ）：、／坐—丝旦型丝兰丝（３－－１－－２）Ｙ刀
其中Ｍ，、Ｄ，（ｆ＝１，…，ｎ）分别为实际中测量和理想值。
４、插入损耗和插损波动
插入损耗的定义为传输网络未插入前负载吸收功率与传输网络插入后负载吸收功率之比的分贝数，用ＩＬ表示：
１１，＝一２０１９ｌＳ２ｌＩ（３—１—３）
移相器是由微波开关和传输网络共同实现的，在两种相移状态下由于传输路径不同，以及非理想开关在“导通”和“截止”两种状态时的插入损耗不同等因素，都会造成两种状态时移相器的插入损耗不同，这就使输出信号产生寄生幅度调制，对整个电路的性能造成不利影响，因此实际应用中要求移相器的插入损耗波动尽量小。
５、电压驻波比
传输线上相邻的波腹点和波谷点的电压振幅之比为电压驻波比，用ＶＳＷＲ表示。通常，为了避免器件的引入而对前后电路性能造成影响，要求器件的输入、输出ＶＳＷＲ尽量小。
６、开关时间和功率容量
开关元件的通断转换，有一个变化的过程，需要一定的时间，这就是开关时间。移相器的开关时间主要取决于驱动器和所采用的开关元件的开关时间。移相器的功率容量主要是指开关元件所能承受的最大微波功率。开关的功率
Ｘ波段五位数字式移相器的研究
容量取决于开关导通状态时允许通过的最大导通电流和截止状态时两端能够承受的最大电压。
３．１．３相移的定义
绝对相移与相对相移
在分析基本移相器之前，有必要首先明确相移的概念。本论文讨论移相器时所运用的“相移”概念，都是一种相对相移的概念而不是绝对的相移。请看框图：
２Ｖ＿、—————Ｃ＝＝］＿—１二端口网络Ｖ２
图３．１．７传输相位和损耗的定义
对照图３．１．７，相位是以信号源电压％的相位作为参考来定义，而不是以二端网络的输入电压Ｋ作为参考。上面所谓的“绝对相移”便用“传输相位”给出，传输相位矽可以定义为【２５１：
痧一ｔａｎ
种变化却不是我们感兴趣的“相移”。ｃ毒，（３—１—４）之所以称它为绝对，是因为信号通过任何传输线都会发生相位的改变，但这
这里所说的“相移”，指一个网络的传输相位≯在不同情况所发生变化的一个差值。若设一个二端有两种状态，其传输相位分别是磊和丸，则该网络的相移为：
△矽＝么一丸（３一ｌ－５）
很明显，这是一种相位相对变化的定义，
结合一个具体的例子就能很清楚这一点。如
图３．１．８所示的开关线移相器的基本原理图
中，当移相器工作时，ＰＩＮ管开或关的两种
状态决定了厶或者Ｚ，支路的通断，因为两个
支路都有一定的电长度，因此无论是哪一支
工作都会引入相对于信号源相位不同的传
输相位，假设１，２支路相对与信号源的相位
图３．１．８开关式移相器原理图会分别带来－－７００和一１１５０的相位变化，这是不可避免的，但将两个支路相减后，就可以
笫三章移相器的原理
得到△≯＝４５ｏ，说明这是一个４５０的移相单元，这才是我们最为关心的值。
自然，人们通常更倾向于取Ｊ下的相移量。但事实上，在上面的例子中可以看出，如果选择不同的参考支路，则移相单元的相移还可以是△矽＝＿４５ｏ。二者是一回事，只是参照物不同。不过，为了避免混乱带来的麻烦，论文都只涉及相移量的大小，而不去刻意追求符号上的差别。必须加以说明的地方，在文中会指明网络哪种状念对应电长度最短的一种状态。相对参考波相位而言，经过电长度较长的路径的波，其相位应该为负。
３．２移相器的种类
与传输线串联或并联的任何电抗，都会引入相移，因而可作为移相器的电路结构可以有无限多种。但是作为一种实际应用的电路，必然会有许多性能上的要求，对于移相器而言，要求其插入损耗和反射损耗都要小，那么，实用的电路就减到少数几种而已。每一种结构在尺寸、带宽、由每个二极管获得的相移量以及诸如此类的其他方面都各有千秋。
３．２．１反射型移相器及其功率容量
三重圆开关反射网络
蚓３．２．１电抗网络反射式移相器原理图３．２．２移相线段反射式移相器原理
反射型移相器的基本原理【２１’２２，２６，２７】是在均匀传输线的终端接入电抗性负载，利用丌关变换负载的阻抗特性，从而改变负载反射系数的相位，使入射波和反射波之Ｉｑ产生相位移。这种移相器的原理示意图如图３．２．１和３．２．２所示。当终端元件反射系数从ｒ，＝ｌｒ，ｌｅ脯转换到ｒ２－－ｌｒ＋胰时。反射信号相位移就是△矽＝么一么。ｒ１２和ｆ；对应于反射功率，如果能保持ｌＩ’。ｌ－－Ｉｒ，Ｉ－０，则移相器插入损耗将为零。图中表明传输线终端有两类：第一类是采用电抗网络终端，当－丌关闭合、断丌时，电抗网络的输入电抗发生变化，如图３．２．１所示，这是最常用的方式，称之为开关电抗型。电抗网络常使用微带网络，较低频率时也可用电感和电容器。第二类是用单刀单掷丌关，在其后附加一段终端短路传输线，如图３．２．２所示，它类似于开关线移相器，当丌关断丌时，信号通过传输线到短路点再反射回来，移相器的相位变化为短路传输线电长度的２倍，因此它比开关线移相器所需传输线要短一半。
笫三章移相器的原理
得到△≯＝４５ｏ，说明这是一个４５０的移相单元，这才是我们最为关心的值。
自然，人们通常更倾向于取Ｊ下的相移量。但事实上，在上面的例子中可以看出，如果选择不同的参考支路，则移相单元的相移还可以是△矽＝＿４５ｏ。二者是一回事，只是参照物不同。不过，为了避免混乱带来的麻烦，论文都只涉及相移量的大小，而不去刻意追求符号上的差别。必须加以说明的地方，在文中会指明网络哪种状念对应电长度最短的一种状态。相对参考波相位而言，经过电长度较长的路径的波，其相位应该为负。
３．２移相器的种类
与传输线串联或并联的任何电抗，都会引入相移，因而可作为移相器的电路结构可以有无限多种。但是作为一种实际应用的电路，必然会有许多性能上的要求，对于移相器而言，要求其插入损耗和反射损耗都要小，那么，实用的电路就减到少数几种而已。每一种结构在尺寸、带宽、由每个二极管获得的相移量以及诸如此类的其他方面都各有千秋。
３．２．１反射型移相器及其功率容量
三重圆开关反射网络
蚓３．２．１电抗网络反射式移相器原理图３．２．２移相线段反射式移相器原理
反射型移相器的基本原理【２１’２２，２６，２７】是在均匀传输线的终端接入电抗性负载，利用丌关变换负载的阻抗特性，从而改变负载反射系数的相位，使入射波和反射波之Ｉｑ产生相位移。这种移相器的原理示意图如图３．２．１和３．２．２所示。当终端元件反射系数从ｒ，＝ｌｒ，ｌｅ脯转换到ｒ２－－ｌｒ＋胰时。反射信号相位移就是△矽＝么一么。ｒ１２和ｆ；对应于反射功率，如果能保持ｌＩ’。ｌ－－Ｉｒ，Ｉ－０，则移相器插入损耗将为零。图中表明传输线终端有两类：第一类是采用电抗网络终端，当－丌关闭合、断丌时，电抗网络的输入电抗发生变化，如图３．２．１所示，这是最常用的方式，称之为开关电抗型。电抗网络常使用微带网络，较低频率时也可用电感和电容器。第二类是用单刀单掷丌关，在其后附加一段终端短路传输线，如图３．２．２所示，它类似于开关线移相器，当丌关断丌时，信号通过传输线到短路点再反射回来，移相器的相位变化为短路传输线电长度的２倍，因此它比开关线移相器所需传输线要短一半。
ｘ波段五位数字式移相器的研究
在实际电路中，要求移相器为二端口网络，需要将输入信号和输出信号分隔开，常用环形器或定向耦合器作为变换元件实现信号分离。定向耦合器常用电路形式为分支线混合接头和耦合线耦合器（如兰格耦合器）。定向耦合器相对于环形器的不同点是：（Ｉ）集成电路工艺容易实现，可以和电抗网络一次加工出来；（２）需要用两个微波丌关，虽然多用了器件，但是每只开关只承担一半功率，因而移相器的功率容量增加了一倍。
图３．２．３是定向耦合器反射型移相
Ｄ｛１｝输入输出ｔ《器的电路原理图。由于实际上ＰＩＮ开关
并非理想开关，在导通和截止两种状态
时的电抗值也不相等，此外，还希望这
种定向耦合器移相器能提供其它移相
量。因此实际的电路中在ＰＩＮ开关和定≥＞＜≤
向耦合器的②、③端口之间加有电抗变
换网络。
假设通过电抗网络后，在定向耦合
例３．２．３应刖定向耦合器的反射式移相器器②、③端口的反射系数模值相同，而
相位角不同；呈现的归一化电纳为，及
（郧：表示ＰＩＮ开关在两种状态时的电纳值），则相应两种状态的反射系数是
吲掣２＝器＝普铲（３－－２－－１）
由上式得丸一ｔａｎ嚣
△≯＝正一众（３—２～２）相移量就是（３—２—３）
在设计移相器时，△矽是给定指标，它决定了对Ｂ＋和Ｂ一的要求。把公式（３－－２－－２）、（３—２—３）进行化简得到
△西：２ａｒｃｔａｎ堡二堡ｌ＋Ｂ．尻（３—２—４）
例如，当△矽为４５０、９００、１８０。时，要求须分别满足下述关系式
堡二堡＝０．４１４（△西＝４５。）（３—２—５）生要＝ｌｌ＋ＢＢ（△≯＝９０。）’（３—２—６）
第三章移相器的原理
生要：一Ｉ１＋Ｂ。Ｂ．（△≯＝１８０・）Ｉ（３—２—７）
以上对口．和Ｂ一要求的实现，需要根据ＰＩＮ开关的实际参数，选择合适的电抗Ｍ络拓扑，再用计算机对电抗网络进行优化设计。在电抗网络的设计中，还有～些参量设置值也对设计产生影响。同时ＰＩＮ二极管的参数甚至其焊接工艺对相移量的影响也不能忽视。在设计完成后的调试过程中，可以通过改变焊点大小、增减金丝多少来对移相器相移量进行微调。
为了讨论反射型移相器的功
婀端口
允源
网络率容量１２６１，将反射型移相器的原理图简化表示为一个以理想开关
为终端的无源网络。如图３．２．４所
示（其中巧为入射电压，圪为反射
图３．２．４反射式移相器的电路原理简化图电压）。Ｈｉｎｅｓｔ２８】推导出了这种反射
式网络单元的功率容量基本运算
法则，即如果■。和■。分别是当丌关断丌和闭合时网络输入端Ｉ：３处的电压反射系数，那么运算法则可以表述为：
Ｉ＂￥０－－ｋ・７１瓦Ｖｓｏ八ｉＩｓｌ）（３－－２－－８）
假设在网络输入端１３处有一个恒定阻抗的信号源（短路电流为２１。，开路电压为２■），多，、．。是丌关丌路时的射频信号电压，，ｓ。是开关短路时的射频信号电流。假设网络没有损耗，那么反射系数的幅值为ｌ，有：
Ｂｏ＝ｅ７“Ｂｌ＝ｅ７ｂ（３—２—９）
将（３—２—９）式代入到（３—２—８）式，得到相位移的如下表达式
△≯＝ｌ≯旧一织。］＝２ｓｉｎ－ＩＩｊＶｘ％ｏｌ，、＇。ｔ］ｌ（３－－２－－１０）
如果最大额定射频信号电压有效值（即当开关为断开时所能承受的电压）为圪。，最大额定射频信号电流有效值（即当开关为闭合时所能承受的电流）为Ｉｍ。，那么最大射频信号功率‰和相位移△矽的关系从方程（３－－２－－１０）推导出为‰２疆Ｖｍｏ．，ｍｌ４ｓｉｎ竺
２（３—２一１１）如果使用ｎ个开关来实现相位移△矽，那么移相器的最大功率容量为：
２６Ｘ波段五位数字式移相器的研究
‰＝＝ｎＶｍ可ｏｌｒ，，ｔ（３—２—１２）
４ｓｉｎ＝三
２
Ｈｉｎｅｓ同时指出：为了实现最大的功率容量，必须合理设计电抗网络，以使开关能够工作于最大额定有效电压圪。和最大额定有效电流，。。的状态。
３．２．２加载线式移相器及其功率容量
由于第四章对于加载线式移相器有着非常详细的阐述，所以这罩对其概念及原理只作简单的介绍。
所谓加载线式移相器，就是在均匀传输线上以可控电抗元件进行并联或串联加载，通过电抗值的改变在电路中引入一个相移量。
如图３．２．５所示，对于
接在匹配振荡器和匹配负
载之问的均匀传输线，当在
其上并联一个电纳时，可以
观察到电纳所产生的扰动
会对传输信号的相位有何
ｌ纠３．２．５用米ｉ兑明加载线式移相器移相机理的电路影响。传输线上的并联电纳艘．对于容性电纳而言为正，若为感性电纳则为负。徊处的传输电压晖可以表示成入射电压Ｋ和反射电压％的迭加。入射电压”就是假定电纳归不存在时该处应有的电压。反射电压％则如此定义：存在电纳归这种不连续性的情况下，实际电压（向负载传输的总电压）巧等于入射电压与反射电压之和，即
巧＝巧＋％
＿＝７ｖ，
根据Ｉ’和Ｔ的这两个定义式，由式（３—２—１３）可以得到
Ｔ＝ｌ＋Ｉ’（３—２—１３）按照定义，传输电压和传输系数Ｔ以及反射电压与反射系数Ｉ＿的关系分别是：（３—２一１４）Ｋ＝ｒｖ，（３－－２－－１５）（３—２—１６）
采用归一化电纳弘＝歹专＝歹ＢＺｏ：并借助于归一化的总导纳（包括归一化负载电导在内）ｙ盎１＋弘可把反射系数写成
ｒ：业
１＋Ｙ（３—２一１７）
第三章移相器的原理２７
●●一
对于传输线上并联一个归一化电纳归的简单情况，这个表达式可简化为：
ｒ：二生
２＋＿，６（３—２一１８）
由式（３－－２－－１６）可知，在这种情况下
丁：三（３—２一１９）
２＋ｊｂ
因此，把传输电压砟写成极坐标形式，则有
㈨（志广…习
由上式可以看出，与入射电压相比，传输相位变化了（３—２—２０）
△矽＝ａｒｃｔａｎ（ｂ／２）（３—２—２１）
而另一个重要的性能参数是由吩与巧的比值所给定的插入损耗，这个比值可以表示为：
配２
——．．＝：——＝＝＝＝＝＝＝＝
杉４４＋ｂ２（３—２—２２）
例如，若并联电纳胆的归一化值为＋，Ｏ．２（相应于一个并联电容）。则△≯＝ａｒｃｔａｎ（＋ｏ．１）≈＋５．７。，即传输波大约延迟０．１弧度，亦延迟５．７０，相对于入射电压，传输电压的幅度也减小到０．９９５倍，说明相应的插入损耗为０．０４ｄＢ；同样，归一化电纳为一，ｏ．２的并联电感将使△≯＝ａｒｃｔａｎ（一ｏ．１）≈一５．７。，即传输波的相位大约超前Ｏ．１弧度，亦超前５．７０，而此时，相应的插入损耗亦为Ｏ．０４ｄＢ。
以上所示的这种单电抗元件加载的移相电路一般称之为一元加载线式移相电路。通过上面的分析可见，这种结构的移相电路适用于小相移位的实现，但是它产生相移的同时，还会引入不小的反射波。如果只求获得相移而不注意每一个单电抗元件的反射波会怎样组合，就可能导致电路失配非常严重，电压驻波比、插入损耗都很大，结果便无法预计相移。
考虑到反射的影响，我们在单电抗元件加载的基础上进行修改设计，通过增加加载电抗元件的个数来改善反射波影响，以求在获得所需相移量的同时亦得到其它优良的电路性能。而最为常见的修改，就是以两个相同的电抗元件加载于传输线上，两者的间距约为五／４，以求使得两个对称的反射波几乎完全互相抵消，进而使驻波比降到很小，此种电路结构常称之为二元加载线式移相电路。在设计过程中，加载的电抗元件通常以二极管电路的形式实现。
Ｘ波段五位数：芦式移相器的研究
以上介绍的加载线式移相器电路和在随后小节中介绍的开关线式、高通／低通移相器都属于传输型移相器电路，图３．２．６中所示为传输型移相网络的电路原理示意图。其中无源移相网络可以是集总参数网络或分布参数网络，丌关为串联或并联设置。移相网络两种状念之间的转换等效于微波信号通过不同的传输路径，移４＇ｂｔｌ，＾Ｊ络传输相位的变化产生相位移。
丌）ｃ：
图３．２。６传输型移相网络原理幽图３。２．７由开关与容性电纳串联组成单
加载支’ｙ的传输耻移相网络等效电路
下面就加载线型电路移相网络的功率容量进行简要分析【２６１。为了确定加载线型移相器单个开关可承受功率，我们对只含有一个由开关与容性电纳串联组成加载支节的移相网络进行分析，如图３．２．７所示。
当丌关断丌时，通过电路的电流为，＝吖Ｚｏ，传输系数丁＝１当丌关闭合导通时，电路的反射系数ｒ和传输系数丁分别为
Ｉ’：二』璺垡
２七ｊＢ｜Ｙ３（３—２—２３）
丁＝・＋ｒ＝丽２＝｛
‰ｏ≈ｙ２Ｐ一＿，ａｒｃｔ种（酬２ｙｏ）√４＋㈣Ｋ）２（３—２—２４）△≯＝一ａｒｃｔａｎ（Ｂ１２Ｙｏ）（３—２—２５）为了得到最大可转换功率（尸ｍ、）的表达式，假设＿丌关断开时两端可承受的最大电压为％。，闭合导通时最大导通电流为歹。。。令Ｚｏ＜＜ＩＩｊＢ，以使开关闭合导通时的电压驻波ｔ；ｔ＇，（ＶＳＷＲ）最小，于是可以认为：％ｌ≈ｉｓ／ｔｏｋｏ，腑ｌ≈ＶＩＢＩＹｏ（３—２—２６）根据（３—２—３Ｉ）式，得到
圪ｏｊ。Ｉ≈２ＶＩｔａｎ△≯
即（３—２—２７）
第三章移相器的原理
名。＝玎＝瓦ｇｉｎ０面［ｍｌ（３—２—２８）
从以上分析可看出，（１）单丌关加载线型移相网络的最大相位移限制为９０。，当△矽一９０。时，‰－－－＞０：（２）为了在工作带宽上保持阻抗匹配，△矽必须取较小值。从以上加拔线移相网络的功率容量分析中也可以看出，加载线型移相电路只适用于二小度数的移相器。
３．２．３丌关线式移相器
出出
，Ｉ
（ａ）（ｂ）
图３．２．８开关线式移相器电路示意图
丌关线式移相器是基于延迟线电路理论的，电路基本原理示意图如图３．２．８所示，其中一种是丌关串联形式，另一种为丌关并联形式，，．和ｆ，是两条不同长度的微带线或任意微波传输线【２３，２６，２９１。在图（ａ）开关串联偏置电路中，当丌关ｓ．和ｓｌ闭合，＆和ｇ断开时，微波信号通过传输路径‘传输；当开关状态相反，Ｓ和ｓ：断丌，ｓ：和受闭合时，信号通过传输路径，：传输。由于信号传输路径，．和，，的长度不同，传输信号的电角度变化不同，两种开关状态之间的转换使微波信号通过不同的传输路径而实现相位移为△妒＝ｐ（ｔ，一ｆ１），∥为传输线的传播常数（假设所有传输线具有相等的传播常数和特性阻抗Ｚｎ）。
丌关线移相器原理简单，结构上容易实现。但是有几个技术问题需要注意【２９】。（１）当丌关串联时的移相器的传输路径（如图（ａ）中的，。或，，）的电长度等于某个工作频率的半波长时。传输线上将产生谐振现象，反射入射信号回输入端，造成插入损耗增大和相位移突变。为了使谐振点远离工作频率，．丌关线长度应该尽量短；也可以对断丌的支路用匹配负载加载，但是带来的缺点是附加丌关元件数量增多。图（ｂ）所示的开关并联配置形式的电路改善了传输线上谐振的问题，当并联
Ｘ波段五位数宁式移相器的研究
开关Ｓ和≤将路径长度为ｚ，的传输线短路，开关ｓ：和爰开路时，信号通过路径ｚ：传输。从输入端口Ａ和输出端口Ｂ向传输路径ｆ。看进去，由于在五／４处短路，信号在端口Ａ和Ｂ处的等效阻抗为无穷大，信号完全从传输路径，，通过，避免了关断通道，．中谐振现象的发生。当开关状念转换时，信号传输路径在两传输通道问转换，同丌关串联偏置形式电路相同，给出相位移为△≯＝夕（厶一ｆ１）。
（２）在移相的整个工作过程中，移相器的输入端和输出端之问都一直处于导通的情况，因此要求在两种状态下输入端都有良好的阻抗匹配。此外还要求两种相位状态下插入损耗最小，并且要尽可能相等。否则两种相位状态下输出信号大小４ｉ同．这将引起寄生调幅。
（３）丌关的两条传输线（即，。和Ｚ，）相互间隔距离要足够远，避免传输线间相！』：鹛合造成信号衰减和相位误差。
（４）与其它移相器相比较，开关线移相器使用的开关数目最多（每一位需要４个丌关）。
丌关线式移相器电路形式简单，令Ｖ是开关器件断歼时两端的额定峰值电压，ＺＩ。足传输线的特性阻抗，则丌关线型移相器的输入峰值功率容量为：
．印＝
磊旦％（３—２—２９）
图３．２．９串联开关的开关线式移相器计算平均功率容量的等效电路
为了确定串联丌关移相器的平均功率容量，考虑如图３．２．１０所示的等效电路图。假定开关闭合时等效为一个小电阻Ｒ，，信号源的峰值电压为Ｖ，则在尽，上耗散的平均功率为砭１晶
虿＝故去］２Ｚｏ＝高（３—２—３０）平均入射功率为：。
（３—２—３１）
将（３－－２－－３０）式中的Ｖ２代入到（３－－２－－３１）式中，
功率容量的表达式为得到开关串联形式平均
第三章移相器的原理
万＝孚（－＋去］２
平均功率容量为（３—２—３２）通过将Ｒ，替换为Ｇ，，Ｚｏ替换为Ｙｏ，则得到丌关并联形式的丌关线移相器的
Ｆ＝等（・＋象）２＝簪（・＋等）２（３－－２－－３３）
３．２．４高通／低通滤波器式移相器
Ｔ＿Ｌ
ｊＢ
（ａ）二：极管串联型（ｂ）二极管并联型
图３．２．１０高通／低通滤波器式移相器
高通／低通滤波式移相器的产生是基于这样的启发而出现的：当信号通过低通滤波器（由串联电感和并联电容构成）会出现相位延迟，而通过高通滤波器（ｄａ串联电电容和并联电感构成）会出现相位超前，如果我们利用二极管丌关让电路在高通与低通之Ｉ＇ＨＪ切换就可能得到一个相移量。高通／低通移相器可以产生比其他类型移相器更小的相移量，且它的工作频带可以与反射式移相器相比拟。
根据二极管的连接不同，可以把高通／低通移相器分为两种（这里仅以Ｔ型高低通移相器为例），如图３．２．１０所示。（ａ）图中是串联二极管结构，（ｂ）图中是另一种并联■极管结构。
从结构图看，这种移相器很像开关线移相器的结构。在并联二极管结构中，为了保证断开支路二极管短路不影响导通支路，要将其接入点定在距分支点五／４长度的位置。
对电路分析后，我们知道在高通滤波器产生相位超前、低通滤波器产生相位滞后的情况之下，通常令高、低通滤波器的串联电抗绝对值相等，并联电纳绝对
Ｘ波段五位数字式移相器的研究
值也相等。这样，高通滤波器的相位超前度数与低通滤波器的相位滞后度数相等。二者之和就是移相器网络的相移量。
在上述情况下，仍然使用酊面使用过的ＡＢＣＤ参量来分析高通“氐通相移器网络。在网络高通状态下的【ＡＪ矩阵如下
ｃ４，２［；一≯’］［一／１反０。］［。１－．ｉ。ｘ，’］１一Ｘ。Ｅ，ｊ（－２Ｘ．＋ｘ；８０）ｌＩ
Ｌ一＿，玩Ｉ—ｘ。包。３—２—３４，ｊ
Ｚｏ式中，置，与Ｅ，分别代表归一化电抗与电纳的值，即以＝ｘＺｏ且玩＝ｉＢ，
－Ｉ［三并泄。，ｌＰ０１－＼
来：砌一Ｘ，Ｂ，ｊ乜Ｘｎ—ＸｊＢ汛ｊＢｎ１一ＸｎＢｎ沪Ｈ５）“‘“。＼ｊ｛ｊｊ归…化Ａ矩阵的参数可以将网络传输系数是．参数表示成关系式是。＝ｊ了万ｉ２而（３—２—３６）又利用网络互易性，将高通、低通两种状态的传输系数（Ｓ２，和Ｓ２；）分别表示出ｓｚｔ。而可否志硐（３－－２－－３７）
ｓ：－’５酉玎磊而瓦２函翮
是。和Ｓ：。幅角之差就是网络的相移量△≯：（３—２—３８）△矽＝／￥２１－ｆｓ：，’＝２留一里群（３—２—３９）系式Ｊ是。Ｉ：厢可以求出：当电路在两种状念下均为匹配（输入端阻抗匹配）时，ｌＳｉ。ｌ＝ｏ且网络无耗，由关
第三章移相器的原理１９
第三章移相器的原理
移相器是控制信号相位变化的控制元件，广泛地应用于雷达系统、微波通信系统和测量系统。依据不同的定义方法，移相器可以划分为不同的种类。根据控制方式的不同，有模拟式和数字式：根据工作方式的不同，可以分为反射型和传输型：此外，根据电路拓扑的不同，移相器还可以分为加载线型、开关线型或开关网络（高通／低通滤波器）型等。在这一章节中，介绍了移相器的基本移相原理和主要性能指标要求，描述了各种类型移相器的工作原理、电路拓扑图和移相器电路设计技术；分析了不同电路的工作原理，并对典型的移相器电路应用实例以及移相器电路的发展进行了分析。
３．１基本移相器原理及技术指标
３．１．１移相器的原理
移相器有多种类型，适用于不同的应用环境，为了从原理上理解各种类型移相器之间的差别，有必要就移相器的基本移相原理进行简单介绍。首先定义相位移移相器和时延迟移相器【２１１。
相位移移相器的定义为在工作频率带宽上具有平坦群延迟的频率响应，波前平面不随插入相位的变化而改变的控制器件。它具有如下两个特性：
１．对不同的相对相位移，具有平坦的频率响应；
２．具有固定的群延迟。（输入射频信号脉冲包络的时序不变）
趔
罂
靛
翼
图３．１．２相位移移相器的相对相位移
留
制所有枯
图３．１．３相位移移相器的群延时
图３．１．１相位移移相器的插入相位
Ｘ波段五位数字式移相器的研究
图３．１．１、３．１．２以及３．１．３所示为相位移移相器的频率特性。相位移移相器可以应用于多路间隔不同脉冲的接收一合并机中，将射频信号对位在脉冲的包络内而不改变脉冲边沿的时序。然而，由于“相位偏斜”和“脉冲展宽”效应的限制，相位移移相器无法应用于大孔径相阵天线的宽带波束形成网络中。
时延迟移相器定义为在工作频率带宽上具有平坦的群延迟频率响应，但波前平面随插入相位的变化而改变的控制器件。它具有如下两个特性：
３．具有线性的相对相位移频率响应，其梯度随相对相位移的变化而改变；
４．具有波前平面不同、平坦的群延迟频率响应。（导致输入射频信号脉冲包络时序的改变）
时延迟移相器的一个特殊例子是延迟线移相器，由下式定义：
△Ｆ垒兰墨ｌ！生（３—１—１）
这里△ｆ为群延迟中的相对延时，△么岛，（ｃｏ）为角频率为缈时的相对相位移。
掣
罂
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罂
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鞲图３．１．５时延迟移相器的相对相位
巷
烈
枯参考
∞
图３．１．４时延迟移相器的插入相位
图３．１．６时延迟移相器的群延迟
图３．１．４、３．１．５以及３．１．６所示为时延迟移相器的频率特性。时延迟移相器在宽带微波信号处理系统中有着广泛的应用，如相阵天线的波束形成网络中。需要指出的是，由于电路元件的非理想化，相位移移相器有可能呈现出延迟线移相器的频率特性，反之亦然。
３．１．２移相器的主要技术指标
移相器的技术指标主要有［２２－２４１：工作频带、相移量、相位误差、插入损耗、插损波动、电压驻波比、功率容量、移相器开关时间等。
第三章移相器的原理２ｌ
－＿一
ｌ、工作频带
移相器工作频带是指移相器的技术指标下降到允许界限值时的频率范围。数字移相器大多是利用不同长度的传输线构成，同样物理长度的传输线对不同频率呈现不同的相移，因此移相器工作频带大多是窄频带的。
２、相移量
移相器是两端口网络，相移量是指不同控制状态时的输出信号相对于参考状态时输出信号的相对相位差。对于数字移相器，通常要给出移相器的位数或者相位步进值。Ｎ位移相器可以提供Ｍ＝２州个离散的相位状态。
３、相位误差
对于一个固定频率点，实际相移量的各步进值围绕各中心值有一定偏差；在频带内不同频率时，相移量又有不同值。相位误差指标有时采用最大相移偏差来表示，也就是各频点的实际相移和理论相移之间的最大偏差值；有时给出的是均方根（ＲＭＳ，ｒｏｏｔ．ｍｅａｎ．ｓｑｕａｒｅ）相位误差，是指各位相位误差的均方根值。ＲＭＳ误差的计算公式为：
△Ｅ（ＲＭＳ）：、／坐—丝旦型丝兰丝（３－－１－－２）Ｙ刀
其中Ｍ，、Ｄ，（ｆ＝１，…，ｎ）分别为实际中测量和理想值。
４、插入损耗和插损波动
插入损耗的定义为传输网络未插入前负载吸收功率与传输网络插入后负载吸收功率之比的分贝数，用ＩＬ表示：
１１，＝一２０１９ｌＳ２ｌＩ（３—１—３）
移相器是由微波开关和传输网络共同实现的，在两种相移状态下由于传输路径不同，以及非理想开关在“导通”和“截止”两种状态时的插入损耗不同等因素，都会造成两种状态时移相器的插入损耗不同，这就使输出信号产生寄生幅度调制，对整个电路的性能造成不利影响，因此实际应用中要求移相器的插入损耗波动尽量小。
５、电压驻波比
传输线上相邻的波腹点和波谷点的电压振幅之比为电压驻波比，用ＶＳＷＲ表示。通常，为了避免器件的引入而对前后电路性能造成影响，要求器件的输入、输出ＶＳＷＲ尽量小。
６、开关时间和功率容量
开关元件的通断转换，有一个变化的过程，需要一定的时间，这就是开关时间。移相器的开关时间主要取决于驱动器和所采用的开关元件的开关时间。移相器的功率容量主要是指开关元件所能承受的最大微波功率。开关的功率
Ｘ波段五位数字式移相器的研究
容量取决于开关导通状态时允许通过的最大导通电流和截止状态时两端能够承受的最大电压。
３．１．３相移的定义
绝对相移与相对相移
在分析基本移相器之前，有必要首先明确相移的概念。本论文讨论移相器时所运用的“相移”概念，都是一种相对相移的概念而不是绝对的相移。请看框图：
２Ｖ＿、—————Ｃ＝＝］＿—１二端口网络Ｖ２
图３．１．７传输相位和损耗的定义
对照图３．１．７，相位是以信号源电压％的相位作为参考来定义，而不是以二端网络的输入电压Ｋ作为参考。上面所谓的“绝对相移”便用“传输相位”给出，传输相位矽可以定义为【２５１：
痧一ｔａｎ
种变化却不是我们感兴趣的“相移”。ｃ毒，（３—１—４）之所以称它为绝对，是因为信号通过任何传输线都会发生相位的改变，但这
这里所说的“相移”，指一个网络的传输相位≯在不同情况所发生变化的一个差值。若设一个二端有两种状态，其传输相位分别是磊和丸，则该网络的相移为：
△矽＝么一丸（３一ｌ－５）
很明显，这是一种相位相对变化的定义，
结合一个具体的例子就能很清楚这一点。如
图３．１．８所示的开关线移相器的基本原理图
中，当移相器工作时，ＰＩＮ管开或关的两种
状态决定了厶或者Ｚ，支路的通断，因为两个
支路都有一定的电长度，因此无论是哪一支
工作都会引入相对于信号源相位不同的传
输相位，假设１，２支路相对与信号源的相位
图３．１．８开关式移相器原理图会分别带来－－７００和一１１５０的相位变化，这是不可避免的，但将两个支路相减后，就可以
笫三章移相器的原理
得到△≯＝４５ｏ，说明这是一个４５０的移相单元，这才是我们最为关心的值。
自然，人们通常更倾向于取Ｊ下的相移量。但事实上，在上面的例子中可以看出，如果选择不同的参考支路，则移相单元的相移还可以是△矽＝＿４５ｏ。二者是一回事，只是参照物不同。不过，为了避免混乱带来的麻烦，论文都只涉及相移量的大小，而不去刻意追求符号上的差别。必须加以说明的地方，在文中会指明网络哪种状念对应电长度最短的一种状态。相对参考波相位而言，经过电长度较长的路径的波，其相位应该为负。
３．２移相器的种类
与传输线串联或并联的任何电抗，都会引入相移，因而可作为移相器的电路结构可以有无限多种。但是作为一种实际应用的电路，必然会有许多性能上的要求，对于移相器而言，要求其插入损耗和反射损耗都要小，那么，实用的电路就减到少数几种而已。每一种结构在尺寸、带宽、由每个二极管获得的相移量以及诸如此类的其他方面都各有千秋。
３．２．１反射型移相器及其功率容量
三重圆开关反射网络
蚓３．２．１电抗网络反射式移相器原理图３．２．２移相线段反射式移相器原理
反射型移相器的基本原理【２１’２２，２６，２７】是在均匀传输线的终端接入电抗性负载，利用丌关变换负载的阻抗特性，从而改变负载反射系数的相位，使入射波和反射波之Ｉｑ产生相位移。这种移相器的原理示意图如图３．２．１和３．２．２所示。当终端元件反射系数从ｒ，＝ｌｒ，ｌｅ脯转换到ｒ２－－ｌｒ＋胰时。反射信号相位移就是△矽＝么一么。ｒ１２和ｆ；对应于反射功率，如果能保持ｌＩ’。ｌ－－Ｉｒ，Ｉ－０，则移相器插入损耗将为零。图中表明传输线终端有两类：第一类是采用电抗网络终端，当－丌关闭合、断丌时，电抗网络的输入电抗发生变化，如图３．２．１所示，这是最常用的方式，称之为开关电抗型。电抗网络常使用微带网络，较低频率时也可用电感和电容器。第二类是用单刀单掷丌关，在其后附加一段终端短路传输线，如图３．２．２所示，它类似于开关线移相器，当丌关断丌时，信号通过传输线到短路点再反射回来，移相器的相位变化为短路传输线电长度的２倍，因此它比开关线移相器所需传输线要短一半。
笫三章移相器的原理
得到△≯＝４５ｏ，说明这是一个４５０的移相单元，这才是我们最为关心的值。
自然，人们通常更倾向于取Ｊ下的相移量。但事实上，在上面的例子中可以看出，如果选择不同的参考支路，则移相单元的相移还可以是△矽＝＿４５ｏ。二者是一回事，只是参照物不同。不过，为了避免混乱带来的麻烦，论文都只涉及相移量的大小，而不去刻意追求符号上的差别。必须加以说明的地方，在文中会指明网络哪种状念对应电长度最短的一种状态。相对参考波相位而言，经过电长度较长的路径的波，其相位应该为负。
３．２移相器的种类
与传输线串联或并联的任何电抗，都会引入相移，因而可作为移相器的电路结构可以有无限多种。但是作为一种实际应用的电路，必然会有许多性能上的要求，对于移相器而言，要求其插入损耗和反射损耗都要小，那么，实用的电路就减到少数几种而已。每一种结构在尺寸、带宽、由每个二极管获得的相移量以及诸如此类的其他方面都各有千秋。
３．２．１反射型移相器及其功率容量
三重圆开关反射网络
蚓３．２．１电抗网络反射式移相器原理图３．２．２移相线段反射式移相器原理
反射型移相器的基本原理【２１’２２，２６，２７】是在均匀传输线的终端接入电抗性负载，利用丌关变换负载的阻抗特性，从而改变负载反射系数的相位，使入射波和反射波之Ｉｑ产生相位移。这种移相器的原理示意图如图３．２．１和３．２．２所示。当终端元件反射系数从ｒ，＝ｌｒ，ｌｅ脯转换到ｒ２－－ｌｒ＋胰时。反射信号相位移就是△矽＝么一么。ｒ１２和ｆ；对应于反射功率，如果能保持ｌＩ’。ｌ－－Ｉｒ，Ｉ－０，则移相器插入损耗将为零。图中表明传输线终端有两类：第一类是采用电抗网络终端，当－丌关闭合、断丌时，电抗网络的输入电抗发生变化，如图３．２．１所示，这是最常用的方式，称之为开关电抗型。电抗网络常使用微带网络，较低频率时也可用电感和电容器。第二类是用单刀单掷丌关，在其后附加一段终端短路传输线，如图３．２．２所示，它类似于开关线移相器，当丌关断丌时，信号通过传输线到短路点再反射回来，移相器的相位变化为短路传输线电长度的２倍，因此它比开关线移相器所需传输线要短一半。
ｘ波段五位数字式移相器的研究
在实际电路中，要求移相器为二端口网络，需要将输入信号和输出信号分隔开，常用环形器或定向耦合器作为变换元件实现信号分离。定向耦合器常用电路形式为分支线混合接头和耦合线耦合器（如兰格耦合器）。定向耦合器相对于环形器的不同点是：（Ｉ）集成电路工艺容易实现，可以和电抗网络一次加工出来；（２）需要用两个微波丌关，虽然多用了器件，但是每只开关只承担一半功率，因而移相器的功率容量增加了一倍。
图３．２．３是定向耦合器反射型移相
Ｄ｛１｝输入输出ｔ《器的电路原理图。由于实际上ＰＩＮ开关
并非理想开关，在导通和截止两种状态
时的电抗值也不相等，此外，还希望这
种定向耦合器移相器能提供其它移相
量。因此实际的电路中在ＰＩＮ开关和定≥＞＜≤
向耦合器的②、③端口之间加有电抗变
换网络。
假设通过电抗网络后，在定向耦合
例３．２．３应刖定向耦合器的反射式移相器器②、③端口的反射系数模值相同，而
相位角不同；呈现的归一化电纳为，及
（郧：表示ＰＩＮ开关在两种状态时的电纳值），则相应两种状态的反射系数是
吲掣２＝器＝普铲（３－－２－－１）
由上式得丸一ｔａｎ嚣
△≯＝正一众（３—２～２）相移量就是（３—２—３）
在设计移相器时，△矽是给定指标，它决定了对Ｂ＋和Ｂ一的要求。把公式（３－－２－－２）、（３—２—３）进行化简得到
△西：２ａｒｃｔａｎ堡二堡ｌ＋Ｂ．尻（３—２—４）
例如，当△矽为４５０、９００、１８０。时，要求须分别满足下述关系式
堡二堡＝０．４１４（△西＝４５。）（３—２—５）生要＝ｌｌ＋ＢＢ（△≯＝９０。）’（３—２—６）
第三章移相器的原理
生要：一Ｉ１＋Ｂ。Ｂ．（△≯＝１８０・）Ｉ（３—２—７）
以上对口．和Ｂ一要求的实现，需要根据ＰＩＮ开关的实际参数，选择合适的电抗Ｍ络拓扑，再用计算机对电抗网络进行优化设计。在电抗网络的设计中，还有～些参量设置值也对设计产生影响。同时ＰＩＮ二极管的参数甚至其焊接工艺对相移量的影响也不能忽视。在设计完成后的调试过程中，可以通过改变焊点大小、增减金丝多少来对移相器相移量进行微调。
为了讨论反射型移相器的功
婀端口
允源
网络率容量１２６１，将反射型移相器的原理图简化表示为一个以理想开关
为终端的无源网络。如图３．２．４所
示（其中巧为入射电压，圪为反射
图３．２．４反射式移相器的电路原理简化图电压）。Ｈｉｎｅｓｔ２８】推导出了这种反射
式网络单元的功率容量基本运算
法则，即如果■。和■。分别是当丌关断丌和闭合时网络输入端Ｉ：３处的电压反射系数，那么运算法则可以表述为：
Ｉ＂￥０－－ｋ・７１瓦Ｖｓｏ八ｉＩｓｌ）（３－－２－－８）
假设在网络输入端１３处有一个恒定阻抗的信号源（短路电流为２１。，开路电压为２■），多，、．。是丌关丌路时的射频信号电压，，ｓ。是开关短路时的射频信号电流。假设网络没有损耗，那么反射系数的幅值为ｌ，有：
Ｂｏ＝ｅ７“Ｂｌ＝ｅ７ｂ（３—２—９）
将（３—２—９）式代入到（３—２—８）式，得到相位移的如下表达式
△≯＝ｌ≯旧一织。］＝２ｓｉｎ－ＩＩｊＶｘ％ｏｌ，、＇。ｔ］ｌ（３－－２－－１０）
如果最大额定射频信号电压有效值（即当开关为断开时所能承受的电压）为圪。，最大额定射频信号电流有效值（即当开关为闭合时所能承受的电流）为Ｉｍ。，那么最大射频信号功率‰和相位移△矽的关系从方程（３－－２－－１０）推导出为‰２疆Ｖｍｏ．，ｍｌ４ｓｉｎ竺
２（３—２一１１）如果使用ｎ个开关来实现相位移△矽，那么移相器的最大功率容量为：
２６Ｘ波段五位数字式移相器的研究
‰＝＝ｎＶｍ可ｏｌｒ，，ｔ（３—２—１２）
４ｓｉｎ＝三
２
Ｈｉｎｅｓ同时指出：为了实现最大的功率容量，必须合理设计电抗网络，以使开关能够工作于最大额定有效电压圪。和最大额定有效电流，。。的状态。
３．２．２加载线式移相器及其功率容量
由于第四章对于加载线式移相器有着非常详细的阐述，所以这罩对其概念及原理只作简单的介绍。
所谓加载线式移相器，就是在均匀传输线上以可控电抗元件进行并联或串联加载，通过电抗值的改变在电路中引入一个相移量。
如图３．２．５所示，对于
接在匹配振荡器和匹配负
载之问的均匀传输线，当在
其上并联一个电纳时，可以
观察到电纳所产生的扰动
会对传输信号的相位有何
ｌ纠３．２．５用米ｉ兑明加载线式移相器移相机理的电路影响。传输线上的并联电纳艘．对于容性电纳而言为正，若为感性电纳则为负。徊处的传输电压晖可以表示成入射电压Ｋ和反射电压％的迭加。入射电压”就是假定电纳归不存在时该处应有的电压。反射电压％则如此定义：存在电纳归这种不连续性的情况下，实际电压（向负载传输的总电压）巧等于入射电压与反射电压之和，即
巧＝巧＋％
＿＝７ｖ，
根据Ｉ’和Ｔ的这两个定义式，由式（３—２—１３）可以得到
Ｔ＝ｌ＋Ｉ’（３—２—１３）按照定义，传输电压和传输系数Ｔ以及反射电压与反射系数Ｉ＿的关系分别是：（３—２一１４）Ｋ＝ｒｖ，（３－－２－－１５）（３—２—１６）
采用归一化电纳弘＝歹专＝歹ＢＺｏ：并借助于归一化的总导纳（包括归一化负载电导在内）ｙ盎１＋弘可把反射系数写成
ｒ：业
１＋Ｙ（３—２一１７）
第三章移相器的原理２７
●●一
对于传输线上并联一个归一化电纳归的简单情况，这个表达式可简化为：
ｒ：二生
２＋＿，６（３—２一１８）
由式（３－－２－－１６）可知，在这种情况下
丁：三（３—２一１９）
２＋ｊｂ
因此，把传输电压砟写成极坐标形式，则有
㈨（志广…习
由上式可以看出，与入射电压相比，传输相位变化了（３—２—２０）
△矽＝ａｒｃｔａｎ（ｂ／２）（３—２—２１）
而另一个重要的性能参数是由吩与巧的比值所给定的插入损耗，这个比值可以表示为：
配２
——．．＝：——＝＝＝＝＝＝＝＝
杉４４＋ｂ２（３—２—２２）
例如，若并联电纳胆的归一化值为＋，Ｏ．２（相应于一个并联电容）。则△≯＝ａｒｃｔａｎ（＋ｏ．１）≈＋５．７。，即传输波大约延迟０．１弧度，亦延迟５．７０，相对于入射电压，传输电压的幅度也减小到０．９９５倍，说明相应的插入损耗为０．０４ｄＢ；同样，归一化电纳为一，ｏ．２的并联电感将使△≯＝ａｒｃｔａｎ（一ｏ．１）≈一５．７。，即传输波的相位大约超前Ｏ．１弧度，亦超前５．７０，而此时，相应的插入损耗亦为Ｏ．０４ｄＢ。
以上所示的这种单电抗元件加载的移相电路一般称之为一元加载线式移相电路。通过上面的分析可见，这种结构的移相电路适用于小相移位的实现，但是它产生相移的同时，还会引入不小的反射波。如果只求获得相移而不注意每一个单电抗元件的反射波会怎样组合，就可能导致电路失配非常严重，电压驻波比、插入损耗都很大，结果便无法预计相移。
考虑到反射的影响，我们在单电抗元件加载的基础上进行修改设计，通过增加加载电抗元件的个数来改善反射波影响，以求在获得所需相移量的同时亦得到其它优良的电路性能。而最为常见的修改，就是以两个相同的电抗元件加载于传输线上，两者的间距约为五／４，以求使得两个对称的反射波几乎完全互相抵消，进而使驻波比降到很小，此种电路结构常称之为二元加载线式移相电路。在设计过程中，加载的电抗元件通常以二极管电路的形式实现。
Ｘ波段五位数：芦式移相器的研究
以上介绍的加载线式移相器电路和在随后小节中介绍的开关线式、高通／低通移相器都属于传输型移相器电路，图３．２．６中所示为传输型移相网络的电路原理示意图。其中无源移相网络可以是集总参数网络或分布参数网络，丌关为串联或并联设置。移相网络两种状念之间的转换等效于微波信号通过不同的传输路径，移４＇ｂｔｌ，＾Ｊ络传输相位的变化产生相位移。
丌）ｃ：
图３．２。６传输型移相网络原理幽图３。２．７由开关与容性电纳串联组成单
加载支’ｙ的传输耻移相网络等效电路
下面就加载线型电路移相网络的功率容量进行简要分析【２６１。为了确定加载线型移相器单个开关可承受功率，我们对只含有一个由开关与容性电纳串联组成加载支节的移相网络进行分析，如图３．２．７所示。
当丌关断丌时，通过电路的电流为，＝吖Ｚｏ，传输系数丁＝１当丌关闭合导通时，电路的反射系数ｒ和传输系数丁分别为
Ｉ’：二』璺垡
２七ｊＢ｜Ｙ３（３—２—２３）
丁＝・＋ｒ＝丽２＝｛
‰ｏ≈ｙ２Ｐ一＿，ａｒｃｔ种（酬２ｙｏ）√４＋㈣Ｋ）２（３—２—２４）△≯＝一ａｒｃｔａｎ（Ｂ１２Ｙｏ）（３—２—２５）为了得到最大可转换功率（尸ｍ、）的表达式，假设＿丌关断开时两端可承受的最大电压为％。，闭合导通时最大导通电流为歹。。。令Ｚｏ＜＜ＩＩｊＢ，以使开关闭合导通时的电压驻波ｔ；ｔ＇，（ＶＳＷＲ）最小，于是可以认为：％ｌ≈ｉｓ／ｔｏｋｏ，腑ｌ≈ＶＩＢＩＹｏ（３—２—２６）根据（３—２—３Ｉ）式，得到
圪ｏｊ。Ｉ≈２ＶＩｔａｎ△≯
即（３—２—２７）
第三章移相器的原理
名。＝玎＝瓦ｇｉｎ０面［ｍｌ（３—２—２８）
从以上分析可看出，（１）单丌关加载线型移相网络的最大相位移限制为９０。，当△矽一９０。时，‰－－－＞０：（２）为了在工作带宽上保持阻抗匹配，△矽必须取较小值。从以上加拔线移相网络的功率容量分析中也可以看出，加载线型移相电路只适用于二小度数的移相器。
３．２．３丌关线式移相器
出出
，Ｉ
（ａ）（ｂ）
图３．２．８开关线式移相器电路示意图
丌关线式移相器是基于延迟线电路理论的，电路基本原理示意图如图３．２．８所示，其中一种是丌关串联形式，另一种为丌关并联形式，，．和ｆ，是两条不同长度的微带线或任意微波传输线【２３，２６，２９１。在图（ａ）开关串联偏置电路中，当丌关ｓ．和ｓｌ闭合，＆和ｇ断开时，微波信号通过传输路径‘传输；当开关状态相反，Ｓ和ｓ：断丌，ｓ：和受闭合时，信号通过传输路径，：传输。由于信号传输路径，．和，，的长度不同，传输信号的电角度变化不同，两种开关状态之间的转换使微波信号通过不同的传输路径而实现相位移为△妒＝ｐ（ｔ，一ｆ１），∥为传输线的传播常数（假设所有传输线具有相等的传播常数和特性阻抗Ｚｎ）。
丌关线移相器原理简单，结构上容易实现。但是有几个技术问题需要注意【２９】。（１）当丌关串联时的移相器的传输路径（如图（ａ）中的，。或，，）的电长度等于某个工作频率的半波长时。传输线上将产生谐振现象，反射入射信号回输入端，造成插入损耗增大和相位移突变。为了使谐振点远离工作频率，．丌关线长度应该尽量短；也可以对断丌的支路用匹配负载加载，但是带来的缺点是附加丌关元件数量增多。图（ｂ）所示的开关并联配置形式的电路改善了传输线上谐振的问题，当并联
Ｘ波段五位数宁式移相器的研究
开关Ｓ和≤将路径长度为ｚ，的传输线短路，开关ｓ：和爰开路时，信号通过路径ｚ：传输。从输入端口Ａ和输出端口Ｂ向传输路径ｆ。看进去，由于在五／４处短路，信号在端口Ａ和Ｂ处的等效阻抗为无穷大，信号完全从传输路径，，通过，避免了关断通道，．中谐振现象的发生。当开关状念转换时，信号传输路径在两传输通道问转换，同丌关串联偏置形式电路相同，给出相位移为△≯＝夕（厶一ｆ１）。
（２）在移相的整个工作过程中，移相器的输入端和输出端之问都一直处于导通的情况，因此要求在两种状态下输入端都有良好的阻抗匹配。此外还要求两种相位状态下插入损耗最小，并且要尽可能相等。否则两种相位状态下输出信号大小４ｉ同．这将引起寄生调幅。
（３）丌关的两条传输线（即，。和Ｚ，）相互间隔距离要足够远，避免传输线间相！』：鹛合造成信号衰减和相位误差。
（４）与其它移相器相比较，开关线移相器使用的开关数目最多（每一位需要４个丌关）。
丌关线式移相器电路形式简单，令Ｖ是开关器件断歼时两端的额定峰值电压，ＺＩ。足传输线的特性阻抗，则丌关线型移相器的输入峰值功率容量为：
．印＝
磊旦％（３—２—２９）
图３．２．９串联开关的开关线式移相器计算平均功率容量的等效电路
为了确定串联丌关移相器的平均功率容量，考虑如图３．２．１０所示的等效电路图。假定开关闭合时等效为一个小电阻Ｒ，，信号源的峰值电压为Ｖ，则在尽，上耗散的平均功率为砭１晶
虿＝故去］２Ｚｏ＝高（３—２—３０）平均入射功率为：。
（３—２—３１）
将（３－－２－－３０）式中的Ｖ２代入到（３－－２－－３１）式中，
功率容量的表达式为得到开关串联形式平均
第三章移相器的原理
万＝孚（－＋去］２
平均功率容量为（３—２—３２）通过将Ｒ，替换为Ｇ，，Ｚｏ替换为Ｙｏ，则得到丌关并联形式的丌关线移相器的
Ｆ＝等（・＋象）２＝簪（・＋等）２（３－－２－－３３）
３．２．４高通／低通滤波器式移相器
Ｔ＿Ｌ
ｊＢ
（ａ）二：极管串联型（ｂ）二极管并联型
图３．２．１０高通／低通滤波器式移相器
高通／低通滤波式移相器的产生是基于这样的启发而出现的：当信号通过低通滤波器（由串联电感和并联电容构成）会出现相位延迟，而通过高通滤波器（ｄａ串联电电容和并联电感构成）会出现相位超前，如果我们利用二极管丌关让电路在高通与低通之Ｉ＇ＨＪ切换就可能得到一个相移量。高通／低通移相器可以产生比其他类型移相器更小的相移量，且它的工作频带可以与反射式移相器相比拟。
根据二极管的连接不同，可以把高通／低通移相器分为两种（这里仅以Ｔ型高低通移相器为例），如图３．２．１０所示。（ａ）图中是串联二极管结构，（ｂ）图中是另一种并联■极管结构。
从结构图看，这种移相器很像开关线移相器的结构。在并联二极管结构中，为了保证断开支路二极管短路不影响导通支路，要将其接入点定在距分支点五／４长度的位置。
对电路分析后，我们知道在高通滤波器产生相位超前、低通滤波器产生相位滞后的情况之下，通常令高、低通滤波器的串联电抗绝对值相等，并联电纳绝对
Ｘ波段五位数字式移相器的研究
值也相等。这样，高通滤波器的相位超前度数与低通滤波器的相位滞后度数相等。二者之和就是移相器网络的相移量。
在上述情况下，仍然使用酊面使用过的ＡＢＣＤ参量来分析高通“氐通相移器网络。在网络高通状态下的【ＡＪ矩阵如下
ｃ４，２［；一≯’］［一／１反０。］［。１－．ｉ。ｘ，’］１一Ｘ。Ｅ，ｊ（－２Ｘ．＋ｘ；８０）ｌＩ
Ｌ一＿，玩Ｉ—ｘ。包。３—２—３４，ｊ
Ｚｏ式中，置，与Ｅ，分别代表归一化电抗与电纳的值，即以＝ｘＺｏ且玩＝ｉＢ，
－Ｉ［三并泄。，ｌＰ０１－＼
来：砌一Ｘ，Ｂ，ｊ乜Ｘｎ—ＸｊＢ汛ｊＢｎ１一ＸｎＢｎ沪Ｈ５）“‘“。＼ｊ｛ｊｊ归…化Ａ矩阵的参数可以将网络传输系数是．参数表示成关系式是。＝ｊ了万ｉ２而（３—２—３６）又利用网络互易性，将高通、低通两种状态的传输系数（Ｓ２，和Ｓ２；）分别表示出ｓｚｔ。而可否志硐（３－－２－－３７）
ｓ：－’５酉玎磊而瓦２函翮
是。和Ｓ：。幅角之差就是网络的相移量△≯：（３—２—３８）△矽＝／￥２１－ｆｓ：，’＝２留一里群（３—２—３９）系式Ｊ是。Ｉ：厢可以求出：当电路在两种状念下均为匹配（输入端阻抗匹配）时，ｌＳｉ。ｌ＝ｏ且网络无耗，由关